В.Дьяконов, А.Ремнев, В.Смердов

В последнее время на рынке бытовой и офисной радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) все чаще появляется техника, в состав источников питания которой входят новые узлы - корректоры мощности (КМ). В статье рассмотрены вопросы применения КМ, принцип их работы, диагностика и ремонт.

Большинство современных источников питания РЭА представляют собой импульсные источники вторичного электропитания с бестрансформаторным мостовым выпрямителем и емкостным фильтром. Наряду с достоинствами (высокий КПД, хорошие массогабаритные показатели) они имеют сравнительно низкий коэффициент мощности (0,5...0,7) и повышенный уровень гармоник потребляемого от сети тока (>30%). Форма тока, потребляемого такими источниками, показана на рис. 1 сплошными линиями.

Несинусоидальная форма тока приводит к возникновению электромагнитных помех, засоряющих сеть переменного тока, и сбою в работе другой РЭА.

Вышеописанные источники питания, являясь однофазными потребителями, при большом количестве электронной аппаратуры и нерациональном ее подключении к трехфазной питающей сети, могут вызвать перекос фаз. При этом часть РЭА будет работать при повышенном напряжении, а другая - при пониженном, что всегда нежелательно. Для устранения перекоса фаз в трехфазную сеть, как правило, вводится нулевой провод,который выравнивает напряжение во всех фазах. Однако при импульсном характере потребляемого тока и большом количестве его гармонических составляющих возможна перегрузка нулевого провода. Это связано с тем, что его сечение обычно в 2...2,5 раза меньше, чем у фазных проводов. По технике безопасности запрещается защищать этот провод плавкими предохранителями или автоматами защиты сети. Очевидно, что при неблагоприятных условиях возможно перегорание нулевого провода и, как следствие, - возникновение перекоса фаз.

В связи с этим все более ужесточаются требования по электромагнитной совместимости вторичных импульсных источников с питающей сетью и резко ограничивается уровень высших гармоник потребляемого от сети тока для всех однофазных потребителей. В настоящее время новые европейские стандарты требуют улучшения формы потребляемого тока только при мощностях потребителей свыше 200 Вт, а в ближайшее время эти требования будут введены и для потребителей с мощностью до 50...70 Вт.

В настоящее время используют ся пассивная и активная коррекции формы потребляемого тока.

Пассивные цепи коррекции,состоящие из индуктивностей и емкостей, обеспечивают коэффициент мощности, который показывает отличие формы потребляемого тока от синусоиды (не хуже 0,9...0,95). При конструктивной простоте и надежности пассивные цепи коррекции имеют относительно большие габариты и чувствительны к изменениям частоты питающего напряжения и величины тока нагрузки.

Более перспективным является использование активных КМ, которые формируют на входе импульсного источника питания синусоидальный потребляемый ток, совпадающий по фазе и частоте с питающим напряжением. Такие КМ имеют небольшие габариты за счет работы с частотами преобразования в несколько десятков килогерц и обеспечивают коэффициент мощности 0,95...0,99.

Сформировать на входе мостового выпрямителя импульсного источника питания синусоидальный ток можно с помощью одной из схем преобразователей постоянного напряжения в постоянное при использовании принципа следящей высокочастотной широтноимпульсной модуляции (ШИМ). При этом чаще всего применяются повышающие преобразователи , обладающие следующими преимуществами:
. силовой транзистор имеет соединение истока с общим проводом, что облегчает построение схемы его управления;
. максимальное напряжение на транзисторе равно выходному напряжению;
. наличие индуктивности, включенной последовательно с нагрузкой, обеспечивает фильтрацию высокочастотных составляющих.

Рассмотрим принцип работы активного КМ, реализованного на повышающем преобразователе со следящей ШИМ (рис. 2).

Вначале рассмотрим работу схемы КМ без узлов умножения (УМ) и датчика напряжения нагрузки (ДНН), роль которых описана ниже. Опорное напряжение синусоидальной формы, получаемое с датчика выпрямленного напряжения (ДВН), поступает на один из входов схемы управления (СУ) силовым ключом, реализованном на МДП-транзисторе VT. На второй вход СУ поступает сигнал, пропорциональный току ключа. Пока напряжение с ДВН больше напряжения, формируемого датчиком тока (ДТ), транзистор открыт и в индуктивности накапливается энергия (рис. 3 а). Диод VD на этом интервале (Tи) закрыт.

При равенстве сигналов, поступающих на СУ, ключ закрывается и энергия, накопленная в индуктивности, передается в нагрузку. После того, как за время tП ток в индуктивности спадет до нуля, снова включается транзистор. Частота переключений транзистора во много раз превышает частоту питающей сети, что позволяет существенно уменьшить размеры индуктивности. При этом за полупериод сетевого напряжения огибающая амплитудных значений тока индуктивности (рис. 3 б) изменяется по синусоидальному закону. Аналогично изменяется и среднее значение тока. В результате этого потребляемый ток имеет синусоидальную форму и совпадает по фазе с питающим напряжением.

Однако величина напряжения на нагрузке существенно зависит от изменений входного напряжения и тока нагрузки. Для стабилизации напряжения нагрузки в СУ дополнительно вводят цепь обратной связи по этому напряжению. Возможность получения синусоидальной формы потребляемого тока с одновременной стабилизацией напряжения нагрузки реализуется при помощи аналогового умножения (узел УМ) сигналов, поступающих с ДВН и с ДНН.
Полученный таким образом дополнительный сигнал в этом случае становится опорным напряжением для СУ.

Рассмотренный принцип управления КМ используется при мощностях нагрузки до 300 Вт. При больших мощностях необходимо формировать более гладкую кривую изменения потребляемого тока. Это можно осуществить, когда ток в индуктивности не спадает до нуля (рис. 3 в и 3 г). Если в КМ относительно малой мощности транзистор вступает в работу при достижении током индуктивности нулевого значения, то в мощных КМ - при заданном значении этого тока.

Рассмотрим работу КМ на примере практической схемы, представленной на рис. 4. Схема управления реализована на специализированной микросхеме L6560, структурная схема которой приведена на рис. 5,

А назначения выводов - в табл. 1.

Напряжение ДВН, формируемое резистивным делителем R1 R2, поступает на выв. 3 микросхемы L6560. Конденсатор С1 на выходе выпрямителя выполняет функции ВЧ-фильтра, а не сглаживающего конденсатора, как в традиционных схемах. Поэтому его величина не превышает сотен нанофарад - единиц микрофарад при мощностях в нагрузке 100...200 Вт. Дополнительная фильтрация ВЧ-помех на выв. 3 осуществляется конденсатором С2.
Резистор R5 выступает в роли датчика тока ключа, напряжение которого через ВЧ-фильтр R4 С4 поступает на выв. 4 микросхемы. Силовой ключ управляется сигналом, получаемым с выв. 7. Учитывая особенности работы ключей КМ (большой динамический диапазон амплитудных значений тока), чаще всего в качестве них используются МДП-транзисторы. При больших частотах преобразования, характерных для КМ, эти транзисторы обладают малыми динамическими потерями и легко управляются непосредственно микросхемами . Для уменьшения вероятности возбуждения схемы в цепь затвора МДП-транзистора вводят низкоомный резистор .

С резистивного делителя R6 R7 снимается сигнал обратной связи по выходному напряжению и подается на выв. 1. Для уменьшения влияния импульсных помех, возникающих в выходной цепи, между выв. 1 и 2 микросхемы включен интегрирующий конденсатор С3, емкость которого составляет сотни нанофарад.

При включении КМ в сеть в первый момент питание микросхемы осуществляется через резистор R3. Как только КМ выходит на рабочий режим, с дополнительной обмотки катушки индуктивности L снимается напряжение, которое с одной стороны используется как напряжение питания микросхемы, а с другой - является сигналом определения нулевого тока индуктивности.

На выходе КМ обязательно присутствует фильтрующий конденсатор С5, так как энергия в нагрузку передается импульсами. Емкость этого конденсатора, как правило,определяется из расчета 1,5...2 мкФ на 1 Вт мощности в нагрузке.

В последнее время ведущими фирмами выпущено большое количество интегральных микросхем для СУ корректоров мощности. Такое количество микросхем связано с дополнительными функциями, которые они способны выполнять, хотя принцип построения КМ на этих микросхемах практически одинаков. К дополнительным функциям относятся:
. защита от перенапряжения при переходных процессах;
. защита от возникновения повторных запусков;
. защита от повреждения при запусках на замкнутую нагрузку;
. улучшение гармонического состава при переходе через нуль сетевого напряжения;
. блокировка при пониженном напряжении питания;
. защита от случайных выбросов входного напряжения.

Корректор мощности, как правило, не является самостоятельным устройством, а входит в состав импульсных источников питания. Для получения необходимых уровней и полярностей выходных напряжений такие источники питания содержат преобразователи. В связи с этим разработчики микросхем часто объединяют в одном корпусе два каскада схем управления: собственно для КМ, а также для преобразователя напряжения.

В табл. 2 приведены основные параметры микросхем управления различных фирм, предназначенных для вторичных импульсных источников питания с коррекцией мощности.

Основным критерием работы КМ является уровень выходного напряжения. При переменном напряжении питающей сети 220 В выходное напряжение КМ постоянно и должно составлять 340.360 В. Если напряжение менее 300 В, то это говорит о неисправности. Для дальнейшей проверки КМ необходим осциллограф. С его помощью прове ряют осциллограммы в характерных узлах КМ при номинальной нагрузке, в качестве которой может быть подключен эквивалентный резистор.

Напряжение на затворе транзистора. При исправной микросхеме ее выходное напряжение представляет собой прямоугольные импульсы высокой частоты, намного превышающей частоту сети. При исправном МДП-транзисторе разница в напряжении на выходе микросхемы и затворе транзистора практически равна нулю. Если затвор транзистора пробит, появляется разность этих напряжений в несколько вольт.

Напряжение на истоке транзистора, которое является напряже нием, снимаемым с датчика тока. При нормальной работе КМ форма напряжения должна быть похожей на форму тока ключа, показанной на рис. 3. Отличие будет свидетельствовать о возможной неисправности МДП-транзистора. Диагностика их неисправностей подробно изложена в .

Напряжение на ДВН. Форма этого напряжения представляет собой выпрямленную синусоиду. При нормально работающем выпрямителе возможна неисправность резистивного делителя.

Для проверки самой микросхемы дополнительно необходим источник постоянного напряжения с регулировкой напряжения от 3 до 15 В. Это напряжение подается на входы цепи питания микросхемы при отключенном от сети КМ. При изменении напряжения регулируемого источника контролируется выходное напряжение микросхемы. Пока напряжение питания меньше 12..13 В, выходное напряжение равно нулю. При большем напряжении на выходе микросхемы появляется выходной сигнал с уровнем, отслеживающим питающее напряжение. При уменьшении питающего напряжения ниже 7 В этот выходной сигнал скачком уменьшается до нуля. При отсутствии такой закономерности весьма вероятно, что неисправна микросхема.

Литература
1. Бачурин В. В., Дьяконов В.П., Ремнев А.М., Смердов В.Ю. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах. Справочник. М.: Радио и связь, 1994.
2. В.Дьяконов, А.Ремнев, В.Смердов. Особенности ремонта узлов радиоэлектронной аппаратуры на МДП-транзисторах. Ремонт&Сервис, 1999, № 11, с. 57-60.
[email protected]

Применение способа общей коррекции коэффициента мощности для бытовых и промышленных нагрузок приводит к уменьшению гармонических искажений без необходимости установки дорогостоящих корректоров коэффициента мощности в каждом потребительском устройстве.

При выпрямлении синусоидального переменного тока с емкостной фильтрацией от источника потребляются импульсы тока большой амплитуды. Значения пиков тока могут достигать 600% тока, потребляемого линейной активной нагрузкой той же мощности. Выпрямители с емкостным фильтром, используемые в сетевых источниках питания, является причиной прерываний тока. Ток протекает, только если напряжение переменного тока превышает постоянное напряжение на конденсаторе. Интервал, когда ток заряжает конденсатор, определяет угол прохождения тока выпрямителя. Этот угол или коэффициент мощности нагрузки зависит от импеданса источника, величины ёмкости, а также от величины нагрузки преобразователя. При малой нагрузке угол прохождения тока может иметь величину всего лишь несколько градусов, а при полной нагрузке этот угол будет больше. Но даже при больших нагрузках ток не является непрерывным, он имеет форму коротких импульсов с относительно большой амплитудой и содержит много высших гармоник.

Поэтому обычное выпрямление переменного тока, которое применяется во входных схемах большинства блоков питания электронного оборудования, подключенного к сети, представляет собой очень нерациональное решение, создающее много проблем. При высоких уровнях мощности (от 200 до 500 Вт и выше) эти проблемы становятся ещё более серьёзными.

Описанные пики тока являются причиной сильных искажений напряжения сети и дополнительных потерь. Также при этом генерируется широкий спектр гармоник, которые могут создавать помехи для другого оборудования. Из-за искажения формы тока коэффициент мощности падает до величины порядка 0,45. Кабельная сеть, сама установка, трансформаторы – всё должно проектироваться с учётом пиковых значений тока. Большие падения напряжения, обусловленные искажениями, должны компенсироваться.

Пики тока являются причиной излучаемых помех. Излучаемые помехи, возникающие из-за высокочастотной коммутации импульсных преобразователей, хорошо известны и устраняются с помощью специальных фильтров, которые устанавливаются во все подобные устройства. Импульсы прерывающегося тока, возникающие при заряде емкости источника питания, являются иным видом помех. Они могут влиять на работу чувствительного оборудования, связанного с сетью переменного тока.

Имеются два вида такого влияния. Во-первых, импульсы тока большой амплитуды генерируют электромагнитные поля, достаточно сильные, чтобы влиять на чувствительные усилители. Во-вторых, так как сеть переменного тока имеет ненулевой импеданс источника, большие пики тока становятся причиной "срезания" вершин синусоиды напряжения. Эта ситуация наглядно представлена на рис. 1. Разложение соответствующей кривой в ряд Фурье показывает, что данный факт значительно снижает коэффициент мощности.

Такие искажения напряжения могут отрицательно влиять на устройства, работа которых зависит от синусоидальности переменного тока. Если к сети с искажениями подключено более одного устройства, проблема усугубляется, потому что входные конденсаторы каждого из источников питания заряжаются во время одного и того же пика синусоиды напряжения.

Влияние низкого коэффициента мощности и гармоник, генерируемых выпрямителями с емкостным фильтром, является проблемой уже длительное время. Такие гармоники должны подавляться, поэтому был разработан и принят стандарт МЭК 61 000-3-2. Изучение этого стандарта показывает, что следование ему приводит к снижению уровня гармоник, генерируемых оборудованием, но стандарт не требует полного подавления искажений или повышения коэффициента мощности. Таким образом, сеть с ограниченным уровнем искажений соответствует стандарту и без полного подавления гармоник или повышения до единицы коэффициента мощности источников питания. На практике при увеличении количества оборудования, подключаемого к сети, суммарный ток гармоник может возрасти.

Для смягчения проблем, описанных выше, всё чаще используются схемы коррекции коэффициента мощности. Такие схемы, однако, увеличивают затраты, поэтому альтернативным решением может быть общая схема коррекции коэффициента мощности. На рис. 2 приведены формы токов при одинаковой мощности нагрузки, подключенной к схеме выпрямителя с емкостной фильтрацией со схемой активной коррекции коэффициента мощности и без неё.

Методы коррекции коэффициента мощности

Основной причиной низкого коэффициента мощности и циркуляции больших токов, создаваемых импульсными источниками питания, являются пульсации тока заряда входного фильтра. Поэтому решение заключается во введении элементов для увеличения угла прохождения тока выпрямителя. Имеется много путей решения этой задачи:

• пассивная и активная коррекция коэффициента мощности,
• пассивная или активная фильтрация гармоник в сети
• принятие несинусоидальности напряжения/тока в системе в качестве нормы.

Наиболее популярными являются применение схем пассивной и высокочастотной активной коррекции коэффициента мощности. Ниже рассмотрим краткий обзор пассивной коррекции и подробно разберем активную коррекцию коэффициента мощности.

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Пассивная коррекция коэффициента мощности сводится к использованию индуктивности во входной цепи, то есть так называемого индуктивного входного фильтра. Если величина индуктивности достаточно велика, она запасает достаточно энергии для поддержания выпрямителя в проводящем состоянии в течение всего полупериода и уменьшает гармонические искажения, возникающие из-за прерывания тока через выпрямитель. На практике, пассивная коррекция коэффициента мощности уменьшает токи гармоник и существенно повышает коэффициент мощности, но не решает проблему полностью. На рис. 3а показана упрощенная схема пассивной коррекции коэффициента мощности, а на рис. 3b – типовые формы входных напряжения и тока. Схема обеспечивает более низкие искажения по сравнению со схемой без коррекции, но имеет более высокое потребление реактивной мощности на частоте сети. Таким образом, происходит переход от коэффициента мощности для всего спектра гармоник к коэффициенту мощности на частоте основной гармоники.

Активная коррекция коэффициента мощности

При активной высокочастотной коррекции коэффициента мощности нагрузка ведёт себя подобно активному сопротивлению, при этом её коэффициент мощности близок к единице, а величины генерируемых гармоник ничтожны. Форма входного тока подобна показанной на рис. 2. При этом обеспечиваются все преимущества импульсного преобразования (небольшие размеры и масса). Могут использоваться различные конфигурации, включая повышающий и понижающий преобразователи. Здесь описывается повышающий преобразователь по причине его относительной простоты и популярности.

На рис. 4 показана упрощенная схема активной коррекции коэффициента мощности. Как следует из названия повышающего преобразователя, его выходное напряжение выше входного. При этом увеличивается количество энергии, запасаемой в конденсаторе фильтра (C 0), рис. 4. Повышающий преобразователь может обеспечить относительно стабильные выходные параметры в широком диапазоне входных напряжений. Он вырабатывает высокое напряжение на выходном конденсаторе независимо от изменений входного напряжения. Таким образом, время удержания напряжения становится независимым от напряжения сети. Это также делает оборудование менее восприимчивым к просадкам напряжения.

Схема контролирует форму выпрямленного двухполупериодным выпрямителем входного напряжения, среднюю величину входного напряжения и выходное напряжение (V0). На основании этих трёх сигналов осуществляется модулирование формы среднего входного тока в соответствии с выпрямленным напряжением сети и одновременно регулируется выходное напряжение при изменениях напряжения сети и величины нагрузки. Для обеспечения коррекции коэффициента мощности форма входного тока повышающего регулятора приводится в соответствие с формой входного напряжения путём управления ключом MOSFET (Q). Для управления входным током может использоваться или режим управления пиками тока, или режим управления средним значением тока. Для считывания значений тока может применяться много способов. Как показано на рис. 4, для этого может даже использоваться резистор (Rs).

Эта схема управления коэффициентом мощности управляет током через повышающий дроссель (Ip) посредством модуляции ширины импульсов. Рабочая частота выбирается достаточно высокой, чтобы поддерживать непрерывный ток через дроссель, при этом дроссель становится регулируемым источником тока. При использовании выпрямленного напряжения источника и формы тока в качестве опорных сигналов ток через дроссель, который является током, потребляемым от источника, становится синусоидальными и совпадает по фазе с напряжением источника, при этом поддерживается высокий коэффициент мощности. Контур стабилизации напряжения преобразователя управляет током через повышающий дроссель. Поэтому ток, потребляемый от источника, определяется необходимостью поддержания постоянным напряжения (примерно 390 В) на конденсаторе фильтра (V0) при изменении входного напряжения переменного тока, нагрузки постоянного тока, заданного значения и т.п.

Специфические аспекты проблемы

Обычно маломощное оборудование, которое подключается к сети в офисах и жилых помещениях, включает в себя люминесцентные лампы, лампы накаливания, небольшие электродвигатели, компьютеры, оконечные компьютерные устройства, принтеры, телевизоры и т.п. Маломощное электронное оборудование, построенное по традиционным схемам, потребляет пульсирующие несинусоидальные пики тока, о которых шла речь выше. Хотя номинальная мощность таких устройств редко превышает 200 Вт, их совокупный эффект может быть очень значительным. С другой стороны, люминесцентные лампы, лампы накаливания и электродвигатели потребляют синусоидальный ток, и любое отклонение коэффициента мощности от единицы может быть скорректировано с помощью шунтирующего конденсатора. Все современные люминесцентные лампы с электронным балластом содержат схему активной коррекции коэффициента мощности. Поэтому предмет нашего рассмотрения ограничивается электронным оборудованием, которое включает в себя компьютеры, компьютерные оконечные устройства, принтеры, телевизоры и т.п.

Чтобы смягчить проблему, ЕС приняло с января 2001 г. стандарт МЭК 61000-3-2. К сожалению, в настоящее время большинство производителей источников питания считают наиболее простым и экономичным способом добиться соответствия стандарту установку небольшого последовательного дросселя во входной цепи. Этот дроссель изменяет форму входного тока, что позволяет заменить более жесткие ограничения класса D стандарта МЭК 61 000-3-2 на менее жесткие ограничения класса А. Такой способ добиться соответствия стандарту не учитывает оригинальную идею стандарта. Конечно, дроссель формально снижает величину гармоник тока, генерируемых оборудованием, но не решает проблему в целом. Можно сказать, дроссель улучшает ситуацию в индивидуальном случае.

Однако рассмотрим ситуацию, когда к сети подключены тысячи таких устройств. Если каждое из устройств имеет пониженные искажения, суммарный ток также искажён меньше. Конечно, при этом также существует предел количества устройств, которые можно подключить без чрезмерных искажений, но этот предел выше, чем для устройств без дросселя. Токи гармоник, которые циркулируют между такими нагрузками и генератором через линии электропередачи, будут значительными. Поэтому дроссели, устанавливаемые в каждом устройстве, решают проблему соответствия стандарту для их производителя, но на глобальном уровне проблема далека от решения.

В настоящее время единственным решением проблемы является встраивание схемы активной коррекции коэффициента мощности в каждое устройство. Однако это увеличивает стоимость и уменьшает показатели надёжности оборудования в связи с добавлением компонентов схемы активной коррекции коэффициента мощности. В большинстве случаев, использование дополнительной схемы активной коррекции коэффициента мощности в маломощном оборудования невозможно по экономическим причинам.

Схема общей коррекции коэффициента мощности

Перед рассмотрением схемы общей коррекции коэффициента мощности попытаемся понять принцип работы типовой схемы корректора коэффициента мощности маломощного электронного устройства. Внутренние схемы таких устройств не питаются непосредственно от выпрямленного напряжения, полученного от сети электроснабжения. Встроенный преобразователь постоянного тока преобразует выпрямленное высокое напряжение сети электропитания в низкое напряжение, к примеру, 5 В или 12 В, используемое для питания внутренних полупроводниковых схем устройства.

На рис. 3а приведена упрощенная схема типовой входной цепи маломощного электронного устройства. Нагрузкой является преобразователь постоянного напряжения, о котором говорилось выше. Напряжение сети выпрямляется, чтобы получить нерегулируемое высокое напряжение на конденсаторе фильтра (C 0). Токи гармоник, возникающие при заряде этого конденсатора, гасятся последовательным дросселем (L). При этом достигается пассивная коррекция коэффициента мощности. При стандартных колебаниях напряжения линии в пределах 230 В ± 10% преобразователь должен быть рассчитан на колебания напряжения в пределах 230 В ± 20%. Таким образом, постоянное напряжение на конденсаторе фильтра будет меняться в пределах от Vin (min) до Vin (max):

Таким образом, последующий преобразователь постоянного тока должен иметь диапазон регулирования от 260 до 390 В. Кроме того, устройство будет работать с любой полярностью источника питания постоянного тока при условии, что его выходное напряжение находится в пределах от 260 до 390 В, благодаря наличию на входе мостового выпрямителя. При работе на постоянном токе дроссель пассивной коррекции коэффициента мощности не имеет никаких функций. Работа на постоянном токе, естественно, не приводит к появлению токов гармоник на входе. Таким образом, мы можем заключить, что маломощное оборудование может также работать от напряжения постоянного тока величиной около 390 В.

Этот факт использует схема общей коррекции коэффициента мощности, представленная в данной статье. Использование постоянного тока имеет и другие преимущества. Предлагаемая схема подробно рассматривается ниже.

Схема общей коррекции коэффициента мощности предполагает, что все маломощные электронные устройства работают от сети или шины постоянного тока. При отсутствии ограничений по полярности входного постоянного напряжения такого оборудования на практике можно подключать любое количеств устройств, которое может питать источник напряжения постоянного тока. На рис. 5 показана упрощенная схема, на которой вместе соединены 30 маломощных электронных устройств. Проводные соединения между источником напряжения постоянного тока и нагрузками являются причиной падения напряжения. Как говорилось выше, напряжение в системе постоянного тока низкого напряжения должно быть в пределах от 260 до 390 В.

Единственным ограничением этой схемы является проблема выбора входного выключателя каждого устройства. Это вопрос безопасности. При этом необходимо учитывать, что такие выключатели должны быть рассчитаны на работу при напряжении 390 В постоянного тока. Величина входного тока существенно уменьшается при работе на напряжении 390 В постоянного тока, поэтому выключатель может быть рассчитан на меньший ток. Таким образом, переход на постоянный ток сильно не изменит стоимость этого выключателя. Кроме того, такие устройства часто подключаются через ИБП, в этом случае нет необходимости в дополнительной проводке.

Номинальная мощность источника напряжения постоянного тока определяется номинальной мощностью каждого устройства и количеством устройств, которые должны питаться от него. При этом необходимо выбрать источник питания для этого источника напряжения. Это могут быть аккумуляторные батареи или другой преобразователь переменного тока в постоянный, который генерирует гармоники, если не имеет схему активной коррекции коэффициента мощности на входе. На рис. 6 показана упрощенная структурная схема предлагаемого устройства. Маломощное электронное оборудование питается от источника напряжения постоянного тока со схемой активной коррекции коэффициента мощности на входе. Входное напряжение переменного тока выпрямляется, и схема активной коррекции коэффициента мощности вырабатывает регулируемое напряжение постоянного тока 390 В.

Номинальная мощность схемы активной коррекции коэффициента мощности определяется типономиналом и количеством конечного оборудования. Стоит отметить, что в настоящее время считается практичным строить схемы активной коррекции коэффициента мощности, имеющие мощность порядка 6 кВт. К выходному напряжению постоянного тока могут быть подключены маломощные электронные устройства: компьютеры, оконечные компьютерные устройства, принтеры, телевизоры и т.п. Исходя из того, что типовая мощность компьютера с монитором составляет около 200 Вт, система коррекции коэффициента мощности в 6 кВт может питать порядка 30 компьютерных систем. Таким образом, мы имеем схему коррекции коэффициента мощности, которая питает 30 компьютерных систем с незначительными токами гармоник и единичным коэффициентом мощности.

Экспериментальные результаты

Чтобы добиться лучшего понимания работы схемы, приведённой выше, было выполнено моделирование в P-Spice. Его результаты были сопоставлены с результатами, полученными на опытном образце на 600 Вт предлагаемой схемы коррекции коэффициента мощности, построенной нами. Система активной коррекции коэффициента мощности имеет единичный коэффициент мощности и поэтому представляет собой активную нагрузку мощностью 600 Вт. На рис. 7а показана схема, использованная для моделирования активной коррекции коэффициента мощности. На рис. 7b приведена схема моделирования трёх параллельно соединённых компьютерных нагрузок на 200 Вт. Эти нагрузки моделировались как импульсные источники питания (ИИП) с постоянной мощностью 200 Вт, имеющие пассивную коррекцию коэффициента мощности. Их внутренняя схема подобна схеме рис. 3а.

Результаты моделирования входных токов и их гармоник трёх компьютеров с мощностью 200 Вт в сравнении с активной нагрузкой с мощностью 600 Вт и единичным коэффициентом мощности показаны на рис. 7с и 7 d. Большая разница величин тока основной гармоники схем пассивной и активной коррекции коэффициента мощности, нагруженных на 600 Вт, наблюдается из-за того, что схема пассивной коррекции коэффициента мощности потребляет прерывающийся несинусоидальный ток, с большим содержанием гармоник, и работает с низким коэффициентом мощности.

Осциллограмма рис. 8а показывает результаты измерений, сделанных на трёх компьютерах с мощностью 200 Вт, включенных параллельно. Все эти компьютеры имеют встроенные схемы пассивной коррекции коэффициента мощности. Канал 1 показывает форму входного напряжения, канал 2 – ток, потребляемый этими тремя компьютерами с постоянной мощностью 200 Вт без схемы общей коррекции коэффициента мощности. Следует обратить внимание, что напряжение переменного тока имеет несколько приплюснутую форму на вершинах синусоиды. Как уже говорилось, причиной этого является наличие нескольких маломощных электронных устройств, подключенных к сети. Измеренное значение КГИ напряжения составило около 4% в схеме с центральной коррекцией коэффициента мощности и в схеме с активной коррекции коэффициента мощности.

Осциллограмма рис. 8b показывает результаты измерений, сделанных на опытном образце мощностью 600 Вт предлагаемой схемы активной коррекции коэффициента мощности, подключенном к сети. Результаты измерений соответствуют результатам моделирования. Канал 1 показывает форму входного напряжения, канал 2 – форму тока, потребляемого схемой общей коррекции коэффициента мощности с подключенными к ней тремя постоянными нагрузками в виде импульсных источников питания с мощностью 200 Вт.

Преимущества предлагаемой схемы

Предлагаемая схема коррекции коэффициента мощности имеет несколько прямых и косвенных преимуществ. Экономические выгоды, обсуждаемые ниже, делают эту схему привлекательной для применения в промышленности. Другие преимущества системы вытекают из этого.

Экономические преимущества

Оценим экономические преимущества, которые можно получить при использовании предлагаемой схемы. Для этого мы определим примерные общие затраты, необходимые для внедрения активной коррекции коэффициента мощности в 30 отдельных компьютерных систем с номинальной мощностью 200 Вт и сравним с затратами на схему общей коррекции коэффициента мощности на 6 кВт.

Схема предназначена для работы при изменении напряжения линии в пределах 230 В ± 20% и подобна схеме рис. 4. На рисунке не показаны фильтры синфазных и дифференциальных помех, которые необходимы для соответствия требованиям ЭМС. Стоимость фильтра электромагнитных помех для схемы коррекции коэффициента мощности на 200 Вт оценивается в $1,5, а для схемы коррекции коэффициента мощности на 6 кВт – в $10.

При встраивании активной коррекции коэффициента мощности в каждую компьютерную систему мы не будем учитывать расходы на входной мостовой выпрямитель (BR1) и конденсатор фильтра (C о), так как компьютерам с пассивной коррекцией коэффициента мощности также нужны эти компоненты. Для схемы коррекции коэффициента мощности на 6 кВт необходимо учитывать стоимость входного моста (BR1) и выходного конденсатора (C 0). Так как мост должен питать нагрузку 6 кВт при минимальном напряжении сети Vin(min) = 184 В, его номинальный ток I br определяется выражением, приведённым ниже. Номинальное напряжение мостового выпрямителя должно быть не менее 400 В.

Поэтому выбранный мостовой выпрямитель 35 A/1200 В типа GBPC3512W фирмы International Rectifier вполне подходит для данной цели. В качестве конденсатора выходного фильтра выбрано параллельное соединение двух конденсаторов 3300 мкФ/400 В. Это соответствует требованию, предъявляемому к значению ёмкости конденсатора фильтра (1 мкФ/Вт). В качестве схемы управления предполагается использование микросхемы коррекции коэффициента мощности для промышленных применений UC3854AN фирмы Texas Instruments.

Максимальное значение тока (I p) через повышающий дроссель (L) или транзистор MOSFET (Q) зависит от минимального действующего значения входного напряжения Vin(min), максимальной выходной мощности (Pin) и тока пульсаций (ΔI) дросселя. Принимая значение пульсаций равным 20%, мы можем определить максимальное значение тока (I p), как показано ниже. Выбор меньшего значения пульсаций приводит к увеличению размеров дросселя, а при большем значении пульсаций уменьшение размеров дросселя компенсируется увеличением высокочастотных потерь в нём. Эти повышенные потери в свою очередь требуют увеличения размеров дросселя для охлаждения и обеспечения возможности применения многожильного обмоточного провода. Повышенный ток пульсаций также приводит к увеличению потерь в транзисторе MOSFET из-за увеличения тока через него и через дроссель:

При Vin(min) = 184 В значения I p для схем на 200 Вт и 6 кВт равны соответственно 1,8 А и 54,6 А.

При установке выходного напряжения равным 390 В номинальный ток, на который должен быть рассчитан Q, равен соответственно 1,8 А и 54,6 А при номинальном напряжении не менее 400 В. Для схемы на 200 Вт будет достаточным применение одного транзистора MOSFET типа IRFP450, а для преобразователя на 6 кВт будет необходимым применение четырёх параллельно соединённых транзистора MOSFET типа SPW47N60C3. Коэффициент заполнения (Dm) является максимальным при минимальном напряжении сети, его значение, используемое для определения индуктивности:

Принимая рабочую частоту повышающего преобразователя равной 100 кГц, в соответствии с указаниями по применению микросхемы коррекции коэффициента мощности UC3854AN фирмы Texas Instruments:

При Vin(min) = 184 В значения L для схем на 200 Вт и 6 кВт равны соответственно 2,8 мГн и 93 мкГн.

Выбранный дроссель должен иметь индуктивность, равную расчётной, и быть способным проводить постоянный ток соответственно 1,8 А и 54,6 А без насыщения. Необходимые 2,8 мГн можно получить, применив ферритовый сердечник типа EPCOS ETD44-N27 с необходимым воздушным зазором. Индуктивность 93 мкГн можно получить, используя 5 сложенных вместе сердечников типа EE70/33/32-N27 фирмы EPCOS с необходимым воздушным зазором. Стоит отметить, что для схемы пассивной коррекции коэффициента мощности с номинальной мощностью 200 Вт величина индуктивности, необходимая для обеспечения соответствия требованиям стандарта МЭК 61 000-3-2, класс А должна быть равна примерно 80 мГн.

В качестве диода (D) повышающего преобразователя нужно применять диод со сверхбыстрым восстановлением, чтобы потери в транзисторе MOSFET и диоде из-за обратного восстановления не снижали к.п.д. схемы коррекции коэффициента мощности. Номинальное напряжение диода должно быть не менее 400 В, а номинальный ток ID определяется по формуле:

При V о = 390 В значение I D для схемы на 200 Вт составляет 0,75 А, а для схемы на 6 кВт – 22,6 А. Для схемы на 200 Вт можно выбрать диод типа MUR860 фирмы ON Semiconductors, для преобразователя на 6 кВт нужен диод 30EPH06 фирмы International Rectifier.

Таблица № 1. Стоимость компонентов для ККМ 200 Вт и 6 кВт

Cn предназначен для фильтрации высокочастотных коммутационных пульсаций повышающего преобразователя, его типовое значение составляет 1 мкФ/250 В перем. тока и 4,7 мкФ/250 В перем. тока соответственно для преобразователя на 200 Вт и 6 кВт.

Общая стоимость выбранных выше силовых компонентов, необходимых для установки схемы ККМ на 200 Вт и 6 кВт, приведена в Таблице № 1. Приводится стоимость для партии 1000 шт., данные основаны на изучении прайс-листов различных мировых дистрибьюторов.

Для обеспечения работы 30 компьютерных систем со схемой активной коррекции коэффициента мощности необходимы затраты не менее $457,5 (30 x $15,25). Расходы, связанные с хранением, сборкой и т.п., вероятно намного превышают эту сумму. Это относится как к приобретению готового оборудования с коррекцией коэффициента мощности, так и к доработке существующего. С другой стороны, стоимость системы коррекции коэффициента мощности, которая может питать 30 имеющихся компьютеров, составит лишь $85,18. Таким образом, предлагаемая схема может быть намного дешевле, чем применение активной коррекции коэффициента мощности в каждом компьютере.

Встроенный источник бесперебойного питания (ИБП)

Предлагаемая схема общей коррекции коэффициента мощности также имеет встроенный источник бесперебойного питания с низкой стоимостью. Стоимость аккумуляторных батарей не учитывается, так как любой ИБП имеет батареи, величина ёмкости которых будет определяться необходимым количеством запасаемой энергии. На рис. 9 показана упрощенная структурная схема встроенного источника бесперебойного питания.

Схема активной коррекции коэффициента мощности 6 кВт вырабатывает требуемое напряжение 390 В постоянного тока для питания подключенных компьютерных систем. Как было показано ранее, эти компьютерные системы нормально работают при напряжении до 260 В. Поэтому подключение к выходу системы активной коррекции коэффициента мощности через диод батареи последовательно соединённых 26 свинцово-кислотных аккумуляторов превращает систему коррекции коэффициента мощности 6 кВт в ИБП. Напряжение на аноде диода будет меняться от напряжения разряженной батареи (273 В) до напряжения холостого хода (360 В). Так как это напряжение меньше выходного напряжения системы коррекции коэффициента мощности, диод всегда смещён в обратном направлении. При отключении входного напряжения сети переменного тока или выходе его величины за заданные пределы диод автоматически откроется, и подключенные компьютерные системы будут продолжать работать от аккумуляторных батарей.

Таким образом, это устройство представляет собой источник бесперебойного питания с нулевым временем переключения. Заряд батарей осуществляется от отдельного зарядного устройства, подключенного к выходу системы коррекции коэффициента мощности. Зарядное устройство независимо контролирует входное напряжение сети переменного тока и отключается при пропадании входного напряжения или выходе его величины за заданные пределы. Таким образом, если не учитывать стоимость аккумуляторных батарей, мы имеем настоящую систему бесперебойного питания при низких затратах.

Повышение надёжности всей системы

Предлагаемая схема коррекции коэффициента мощности позволяет уменьшить общее число компонентов, используемых во всей системе. Встраивание активного корректора коэффициента мощности в каждую отдельную компьютерную систему потребует по крайней мере в 30 раз больше компонентов по сравнению с одной схемой на 6 кВт. При таком сокращении числа компонентов надёжность системы и среднее время ремонта, естественно, очень сильно улучшатся. Кроме того, аккумуляторная батарея обеспечивает резервное питание для критических нагрузок, это может быть использовано во время ремонта. Также для повышения надёжности дополнительную схему коррекции коэффициента мощности можно подключать параллельно существующей схеме через схему автоматического ввода резерва. Такая дополнительная схема также дешевле, чем отдельные схемы коррекции коэффициента мощности для каждой нагрузки.

Универсальная работа в различных сетях

Все схемы коррекции коэффициента мощности могут работать во всём диапазоне распространённых в мире напряжений сети переменного тока от 90 до 264 В. Однако для работы при напряжении 90 В параметры компонентов схемы активной коррекции коэффициента мощности должны быть выбраны соответственно. Это, естественно, увеличивает стоимость. Однако если схема общей коррекции коэффициента мощности предназначена для работы при напряжении 90 В, все подключенные компьютеры, предназначенные для работы от напряжения 230 В будут автоматически работать во всём диапазоне распространённых в мире напряжений сети переменного тока от 90 до 264 В.

Мы рассмотрели схему общей коррекции коэффициента мощности. Проанализировали недостатки пассивной схемы коррекции коэффициента мощности, которая применяется для обеспечения соответствия обязательным требованиям стандарта МЭК 61 000-3-2. Исследовали стоимость и другие преимущества схемы общей коррекции коэффициента мощности по сравнению с имеющимися индивидуальными активными и пассивными схемами. Также обратили внимание на другие преимущества схемы общей центральной коррекции коэффициента мощности, которые связаны с повышением надёжности, наличием встроенного источника бесперебойного питания, возможностью работать в распространённых в мире сетях с любыми нагрузками.

Поэтому можно заключить, что предназначенное для бытового и офисного применение устройство постоянного тока напряжением 390 В имеет много преимуществ, которые перевешивают имеющиеся трудности, связанные с применением систем постоянного тока.

Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, импульсных источников питания приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с большим процентом содержания высоких гармоник. Из-за этого могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Также это приводит к снижению активной мощности сети.

В целях предотвращения подобного негативного воздействия на питающие сети в Европе и США действует стандарт МЭК IEC 1000-3-2 , определяющий нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Начиная с 80-х годов прошлого века и по сей день, эти нормы последовательно ужесточаются, что вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к разработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности.

Начиная с 80-х годов прошлого столетия, в вышеупомянутых странах начали активно разрабатываться и использоваться микросхемы, на базе которых можно легко создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов.

В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации, подобных ограничений для потребителей электроэнергии не вводилось. По этой причине вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров, надежных в работе и недорогих по стоимости.

Мощность искажения и обобщенный коэффициент мощности

Негативное влияние на питающую сеть определяется двумя составляющими: искажение формы тока питающей сети и потребление реактивной мощности. Степень влияния потребителя на питающую сеть зависит от его мощности.

Искажение формы тока обусловлено тем, что ток на входе вентильного преобразователя несинусоидальный (рисунок 1). Несинусоидальные токи создают на внутреннем сопротивлении питающей сети несинусоидальные падения напряжения, вызывая искажения формы питающего напряжения. Несинусоидальные напряжения сети раскладываются в ряд Фурье на нечетные синусоидальные составляющие высших гармоник. Первая - основная (та, которая должна быть в идеале), третья, пятая и т.д. Высшие гармоники оказывают крайне негативное влияние на многих потребителей, заставляя их применять специальные (зачастую весьма дорогостоящие) меры по их нейтрализации.

Рис. 1.

Потребление реактивной мощности приводит к отставанию тока от напряжения на угол (рисунок 2). Реактивную мощность потребляют выпрямители, использующие однооперационные тиристоры, задерживающие момент включения относительно точки естественной коммутации, что вызывает отставание тока от напряжения. Но еще больше реактивной мощности потребляют асинхронные электродвигатели, имеющие преимущественно индуктивный характер нагрузки. Это влечет колоссальные потери полезной мощности, за которую, к тому же, никто не хочет платить - бытовые электросчетчики считают только активную мощность.

Рис. 2.

Для описания воздействия преобразователя на питающую сеть введено понятие полной мощности:

, где:

- эффективное значение первичного напряжения,

- эффективное значение первичного тока,

, - эффективные значения напряжения и тока первичной гармоники,

Эффективные значения напряжений и тока высших гармоник.

Если первичное напряжение синусоидальное - , тогда:

,

,

ϕ 1 - угол сдвига фаз между синусоидальным напряжением и первой гармоникой тока.

N - мощность искажения, вызванная протеканием в сети токов высших гармоник. Средняя за период мощность, обусловленная этими гармониками равна нулю, т.к. частоты гармоник и первичного напряжения не совпадают.

Высшие гармоники токов вызывают помехи в чувствительном оборудовании и дополнительные потери от вихревых токов в сетевых трансформаторах.

Для вентильных преобразователей вводится понятие коэффициента мощности χ, характеризующее эффект реактивной мощности и мощности искажений:

,

- коэффициент искажения первичного тока.

Таким образом, очевидно, что коэффициент мощности зависит от угла запаздывания тока относительно напряжения и величины высших гармоник тока.

Методы повышения коэффициента мощности

Существует несколько способов уменьшения негативного влияния преобразователя на питающую сеть. Вот некоторые из них:

Использование многоступенчатого фазового управления (рисунок 3).

Рис. 3.

Применение выпрямителя с отводами от трансформатора приводит к увеличению числа пульсаций за период. Чем больше ответвлений от трансформатора, тем больше число пульсаций за период, тем ближе форма входного тока к синусоидальной. Существенным недостатком этого метода является высокая стоимость и габариты трансформатора с достаточным количеством ответвлений (для достижения эффекта их должно быть больше, чем на рисунке). Изготовление моточного элемента такой сложности - весьма непростая задача, плохо поддающаяся автоматизации - отсюда и цена. А если разрабатываемый источник вторичного электропитания мелкосерийный, то такой способ однозначно неприемлем.

Рис. 4.

Увеличения фазности выпрямителя. Метод приводит к увеличению числа пульсаций за период. Недостатком метода является очень сложная конструкция трансформатора, дорогой и громоздкий выпрямитель. Кроме того, не у всех потребителей имеется трехфазная сеть.

Использование корректоров коэффициента мощности (ККМ) . Существуют электронные и неэлектронные ККМ. В качестве неэлектронных ККМ широко применяются электромагнитные компенсаторы реактивной мощности - синхронные двигатели, вырабатывающие в сеть реактивную мощность. Очевидно, в силу понятных причин, такие системы непригодны для бытового потребителя. Электронные ККМ - система схемотехнических решений, призванная увеличить коэффициент мощности - является, пожалуй, самым оптимальным решением для бытового потребления.

Принцип работы ККМ

Основная задача ККМ - сведение к нулю отставания потребляемого тока от напряжения в сети при сохранении синусоидальной формы тока. Для этого необходимо отбирать от сети ток не короткими интервалами, а на всем периоде работы. Мощность, отбираемая от источника, должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот. Для этих целей пригодны преобразователи с индуктивным накопителем и передачей энергии на обратном ходу.

Методы коррекции можно условно разделить на низкочастотные и высокочастотные. Если частота работы корректора намного выше частоты питающей сети - это высокочастотный корректор, в противном случае - низкочастотный.

Рассмотрим принцип работы типового корректора мощности (рисунок 5). На положительной полуволне, в момент перехода сетевого напряжения через ноль, открывается транзистор VT1, ток протекает по цепи L1-VD3-VD8. После запирания транзистора VT1, дроссель начинает отдавать накопленную в нем энергию, через диоды VD1 и VD6 в фильтрующий конденсатор и нагрузку. При отрицательной полуволне процесс имеет аналогичный характер, только работают другие пары диодов. В результате применения такого корректора ток потребления имеет псевдосинусоидальный характер, а коэффициент мощности достигает значения 0,96…0,98. Недостатком такой схемы являются большие габариты, обусловленные применением низкочастотного дросселя.

Рис. 5.

Повышение частоты работы ККМ позволяет сократить габариты фильтра (рисунок 6). При открытом силовом ключе VT1 ток в дросселе L1 линейно нарастает - при этом диод VD5 заперт, а конденсатор С1 разряжается на нагрузку.

Рис. 6.

Затем транзистор запирается, напряжение на дросселе L1 отпирает диод VD5 и дроссель отдает накопленную энергию конденсатору, одновременно питая нагрузку (рисунок 7). В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции путем динамического изменения рабочего цикла (т.е. путем согласования цикла с огибающей напряжения сетевого выпрямителя).

Рис. 7. Формы напряжений и токов высокочастотного ККМ: а) с переменной частотой коммутации, б) с постоянной частотой коммутации

Микросхемы для построения высокоэффективных корректоров от STMicroelectronics

Учитывая возможности современной электронной индустрии, высокочастотные ККМ являются оптимальным выбором. Интегральное исполнение всего корректора мощности или его управляющей части стало, по сути, стандартом. В настоящее время существует большее многообразие микросхем управления для построения схем ККМ, выпускаемых различными производителями. Среди всего этого многообразия стоит обратить внимание на микросхемы L6561/2/3, выпускаемые компанией STMicroelectronics (www.st.com).

L6561, L6562 и L6563 - серия микросхем, специально спроектированных инженерами компании STMicroelectronics для построения высокоэффективных корректоров коэффициента мощности (табл. 1).

Таблица 1. Микросхемы корректоров коэффициента мощности

На основе L6561/2/3 можно построить недорогой, но эффективный корректор (рисунок 8). За счет встроенной системы упреждающего управления, разработчикам удалось достигнуть обеспечения высокой точности регулирования выходного напряжения (1,5%), контролируемого встроенным усилителем рассогласования.

Рис. 8.

Предусмотрена возможность взаимодействия с DC/DC-преобразователем, подключаемым к корректору. Это взаимодействие состоит в отключении преобразователя микросхемой (если он поддерживает такую возможность) при возникновении неблагоприятных внешних условий (перегрев, перенапряжение). С другой стороны, преобразователь тоже может инициировать включение и выключение микросхемы. Встроенный драйвер позволяет управлять мощными MOSFET- или IGBT-транзисторами. Согласно утверждению производителя, на основе LP6561/2/3 можно реализовать источник питания, мощностью до 300 Вт.

В отличие от аналогов других производителей, LP6561/2/3 снабжены специальными цепями, понижающими проводимость искажений входного тока, возникающих при достижении входным напряжением нулевого значения. Основная причина этих помех - «мертвая зона», возникающая при работе диодного моста, когда все четыре диода оказываются закрытыми. Пара диодов, работающих на положительную полуволну, оказываются закрытыми из-за смены полярности питающего напряжения, а другая пара еще не успела открыться из-за собственной барьерной емкости. Этот эффект усиливается при наличии фильтрующего конденсатора, расположенного за диодным мостом, который, при смене полярности питания, сохраняет некоторое остаточное напряжение, не позволяющее диодам вовремя открываться. Таким образом, очевидно, что ток в эти моменты не протекает, его форма искажается. Применение новых контроллеров ККМ позволяет в значительной степени сократить время «мертвой зоны», уменьшая тем самым искажения.

В некоторых случаях было бы очень удобно контролировать выходное напряжение, поступающее на DC/DC-преобразователь при помощи ККМ. L6561/2/3 позволяют осуществлять такой контроль, получивший название «tracking boost control». Для этого достаточно установить резистор между выводом TBO и GND.

Стоит отметить, что все три микросхемы совместимы друг с другом по выводам. Это может значительно упростить разработку печатной платы устройства.

Итак, можно выделить следующие особенности микросхем L6561/2/3:

настраиваемая защита от перенапряжения;

сверхнизкий ток запуска (менее 50 мкА);

низкий ток покоя (менее 3 мА);

широкий предел входных напряжений;

встроенный фильтр, повышающий чувствительность;

возможность отключения от нагрузки;

возможность управления выходным напряжением;

возможность взаимодействия непосредственно с преобразователем.

Заключение

В настоящее время существуют строгие требования к соблюдению мер безопасности и экономичности современных электронных устройств. В частности, при разработке современных импульсных источников питания необходимо учитывать официально принятые стандарты. IEC 1000-3-2 является стандартом для любого мощного импульсного источника питания, поскольку определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания, мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования. Наличие корректора коэффициента мощности помогает удовлетворению требований этого стандарта, т.е. его наличие в мощном источнике питания является простой необходимостью. L6561/2/3 - оптимальный выбор для построения эффективного и одновременно недорогого корректора коэффициента мощности.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail:

О компании ST Microelectronics

На рынке персональных компьютеров становится все больше и больше блоков питания со встроенными корректорами мощности. Они выполнены с использованием различных интегральных микросхем, и поэтому имеют разные схемы построения, хотя общие принципы схемотехники (о которых рассказывалось в предыдущей публикации), практически, одинаковы. Поэтому, рассмотрев всего лишь одну микросхему, а именно, UCC3818, мы получим хорошее представление об архитектуре большинства контроллеров коррекции мощности.

Микросхема UCC3818 относится к семейству контроллеров коррекции мощности, к которому принадлежат еще и такие контроллеры, как UCC2817, UCC2818 и UCC3817. Различие между контроллерами этого семейства заключается в разных диапазонах рабочих температур и разных значениях напряжений UVLO (напряжения включения и напряжения выключения микросхемы). Микросхемы семейства являются ШИМ-контроллерами, выполняющими все функции, необходимые для активной коррекции коэффициента мощности. Контроллеры позволяют доводить значения коэффициент мощности почти до единицы путем формирования необходимой формы входного тока, в зависимости от параметров входного переменного напряжения. Контроллеры семейства работают в режиме среднего тока, в результате чего обеспечивается стабильность входного тока и малые искажения синусоидальности сетевого тока.

Контроллеры UCC x817/x818 имеют следующие основные особенности:

- обеспечивают управление повышающим преобразователем;

- ограничивают искажения, вносимые в питающую сеть;

- обеспечивают модуляцию передней кромки импульса тока;

- позволяют работать с любым переменным напряжением, использующимся в любых странах мира;

- обеспечивают защиту от превышения напряжения;

- обеспечивают ограничение потребляемой мощности на заданном уровне;

- работают в режиме среднего тока;

- обеспечивают улучшенное подавление шумов;

- имеют улучшенный алгоритм опережающего управления;

- имеют типовое значение пускового тока, равное 150 мкА;

- созданы с использованием маломощной технологии BiCMOS.

Контролеры семейства разработаны в компании Texas Instrument"s и обладают малым значением пускового тока и низким уровнем потребляемой мощности. В контроллерах используется технология модуляции передней кромки импульса тока, т.е. длительность рабочего цикла регулируется путем изменения времени начала заряда сглаживающего конденсатора (а не временем прекращения зарядного тока). Данная технология позволяет уменьшить величину пульсаций на сглаживающем конденсаторе, устанавливаемом на выходе корректора мощности, что, в итоге, приводит к уменьшению габаритов этого конденсатора, а, следовательно, и к снижению его стоимости и стоимости всей схемы.

Усилитель тока имеет малое входное смещение (2 мВ), что позволяет уменьшать искажения тока в условиях малой нагрузки.

Рис.1 Архитектура ШИМ-контроллера семейства UCC3818

Блок-схема ШИМ-контроллеров UCCx817/x818 представлена на рис.1. Предельные значения основных параметров микросхем представлены в табл.1.

Таблица 1. Предельные значения параметров UCC3818

Контроллеры выпускаются в 16-контактных корпусах типа SOIC, PDIP, TSSOP. Распределение сигналов по контактам микросхемы представлено на рис.2, а в табл.2 дается описание этих сигналов.

Рис.2 Цоколевка микросхемы UCC3818

Таблица 2. Назначение контактов микросхемы UCC3818

Рассмотрим практический вариант применения микросхемы UCC3818 в составе блока питания HPC 360-302. В этом блоке питания используется активный высокочастотный корректор мощности, устанавливаемый сразу же после диодного моста (рис.3). Входом схемы корректора мощности являются точки, обозначенные BD+ («плюс» диодного моста) и BD- («минус» диодного моста). Таким образом, на вход корректора мощности подается напряжение величиной примерно 300В. Выходом корректора мощности является напряжение Vo величиной около 400В (относительно точки GND).

Рис.3 Положение корректора мощности в блоке питания HPC 360-302

Принципиальная схема корректора мощности блока питания HPC 360-302 представлена на рис.4.

Рис.4 Принципиальная схема корректора мощности блока питания HPC 360-302

Питающее напряжение Vcc для контроллера UCC3818 формируется интегральным стабилизатором на напряжение +12В типа 7812 (IC1). На вход этого стабилизатора подается постоянное нестабилизированное напряжение величиной 15...20 В. Это напряжение формируется дежурным преобразователем блока питания. Для его формирования задействована дополнительная обмотка импульсного трансформатора дежурного преобразователя (рис.5). Импульсы, генерируемые в этой обмотке, выпрямляются диодом D8 и сглаживаются конденсатором С10. Ограничение полученного напряжения осуществляется стабилитроном ZD1. Таким образом, контроллер UCC3818 запускается сразу же, как только блок питания включается в сеть, и начинает работать дежурный преобразователь.

Рис.5 Формирование питающего напряжения для UCC3818 в корректоре мощности блока питания HPC 360-302

Включение UCC3818 происходит в момент, когда напряжение Vcc на конт.15 превышает значение 10.2 В.

При включении контроллера на конт.9 появляется опорное напряжение VREF величиной 7.5В, на конт.14 (CT) появляется пилообразное напряжение внутреннего частотозадающего генератора, а на выходе – на конт.16 (DRVOUT) появляются прямоугольные импульсы. Выходные импульсы контроллера управляют внешним силовым ключом, который в данной схеме образован двумя параллельно включенными полевыми транзисторами QF1 и QF2. параллельное включение двух транзисторов позволяет увеличить мощность схемы.

Переключение транзисторов QF1 и QF2 приводит к созданию импульсного тока в дросселе L1. Этот дроссель является, пожалуй «главным» элементом всей схемы. Импульсы, наводимые в дросселе, имеют амплитуду, значительно превышающую 300В. Эти импульсы выпрямляются диодом D7, в результате чего создается напряжение постоянного тока величиной около 400В.

Функцию токового датчика в схеме выполняют два параллельно включенных резистора большой мощности R14/R14A. Падение напряжения на этих резисторах пропорционально току, потребляемому схемой из сети. Это падение напряжения оценивается контроллером через входные контакты CAI (конт.4) и MOUT (конт.5). Кроме того, превышение током предельного значения отслеживается через конт.2 (PKLMT). Чем больше величина потребляемого тока, тем меньше напряжение на конт.2.

Выходное напряжение корректора мощности обозначено на схеме Vo. Величина этого напряжения контролируется микросхемой UCC3813 через входы VSENSE (конт.11) и OVP/EN (конт.10). Выходное напряжение подается на эти контакты через резистивный делитель, в который входят резисторы R2/R3/R4/R5/R19. Компенсационная цепь усилителя ошибки по напряжения состоит из элементов C7/C15/R7 и включена между конт.11 (VSENSE) и конт.7 (VAOUT).

Длительность периода «мягкого старта», в течение которого длительность выходных импульсов контроллера плавно нарастает в момент его включения, задается конденсатором С4, подключенным к конт.13 (SS).

С. КОСЕНКО, г. Воронеж

Хорошо известно, что активная мощность, потребляемая нагрузкой от источника переменного тока, далеко не всегда равна произведению эффективного значения тока на эффективное значение напряжения. Многие считают, что это относится только к нагрузкам с реактивной составляющей сопротивления, создающей фазовый сдвиг между законами изменения тока и напряжения. При подсчете мощности реактивность нагрузки учитывают еще одним сомножителем - коэффициентом мощности, равным косинусу угла сдвига фазы (cos Фи). Чем меньше этот сдвиг, тем ближе к единице этот коэффициент.

Однако к уменьшению коэффициента мощности приводит и нелинейность нагрузки, причем это явление со сдвигом фазы не связано. Типичный пример - обычный выпрямитель. Потребляемый им ток имеет импульсный характер, протекая только в интервалах времени, когда мгновенное значение переменного входного напряжения больше напряжения на сглаживающем конденсаторе и диод (или диоды) выпрямителя открыт. Амплитудное и эффективное значения этого тока намного больше среднего тока нагрузки, а коэффициент мощности значительно ниже единицы. Чтобы увеличить этот коэффициент, необходимо максимально приблизить форму потребляемого тока к синусоидальной.

Схема одного из вариантов устройства, выполняющего эту операцию и называемого корректором коэффициента мощности, изображена на рис. 1. Он построен на специализированной микросхеме-контроллере L6562 фирмы STMicroelectronics. Полезно ознакомиться с описанием предшественника этого контроллера L6561 и их сравнительными данными .

ККМ представляет собой однотактный импульсный повышающий преобразователь напряжения с накоплением энергии в магнитопроводе трансформатора Т1 и последующей ее передачей в нагрузку.

Основные технические характеристики
Входное переменное (50 Гц) напряжение, В.........220±20 %
Коэффициент мощности, % .......96
Коэффициент гармонических искажений входного тока, % ..............8
Выходное постоянное напряжение, В.................400
Мощность нагрузки, Вт...........80
КПД, %.........................96

Нa вход преобразователя через фильтр высокочастотных помех (двухобмоточный дроссель L1 с конденсаторами CI- С4) и выпрямительный мост VD1 поступает пульсирующее с частотой 100 Гц напряжение U„. Конденсатор С5 сравнительно небольшой емкости не сглаживает пульсации выпрямленного напряжения, а лишь замыкает цепь протекания высокочастотных составляющих входного тока преобразователя Il, уменьшая их проникновение в сеть и влияние импеданса сети на работу ККМ.

После включения прибора в сеть начинают заряжаться через резисторы R5 и R7 конденсаторы С10 и С11 Контроллер DA1 заработает, как только напряжение на конденсаторах и, следовательно, между его выводами 8 и 6 достигнет 13 В (в случае снижения этого напряжения до 10,3 В он снова перейдет в нерабочее состояние с потреблением тока не более 90 мкА). Под действием импульса, вырабатываемого внутренним генератором пусковых импульсов (ГПИ) A3, на выходе триггера D2 будет установлен высокий логический уровень, а на выходе усилителя А6 (выв. 7 микросхемы) - напряжение, достаточное для открывания транзистора VT1. Через обмотку I трансформатора Т1 и открытый транзистор потечет линейно нарастающий ток.
Транзистор будет закрыт, как только триггер D2 перейдет в состояние с низким уровнем на выходе, а это случится в момент срабатывания компаратора А5, сравнивающего напряжение, снимаемое с резистора R13 - датчика тока транзистора VT1, с напряжением на выходе перемножителя А4. Так как ток в обмотке трансформатора, как и во всякой индуктивности, не может прекратиться мгновенно, после закрывания транзистора он потечет, спадая, через диод VD4, заряжая конденсатор С13 и питая нагрузку. В интервалах времени, когда транзистор VT1 открыт и ток через диод VD4 не течет, заряд, накопленный в конденсаторе С13, расходуется на питание нагрузки.
Спад тока в обмотке I трансформатора Т1 до нуля зафиксирует узел А1 (обнаружитель нулевого значения тока, ОНЗТ), для его работы на выв. 5 контроллера подано напряжение с обмотки II трансформатора. В этот момент триггер D2 вновь будет установлен в состояние с высоким уровнем на выходе, а транзистор VT1 открыт. Далее процесс повторяется периодически.

Участки графика тока обмотки I трансформатора Т1, изображенные на рис. 2 линиями розового цвета, соответствуют протеканию тока через транзистор VT1, а линиями голубого цвета - через диод VD4 На том же рисунке имеется временная диаграмма изменения напряжения U, на затворе коммутирующего транзистора. В реальнос¬ти отношение частоты коммутации к частоте входного напряжения значительно больше изображенного на рис. 2 Элементы преобразователя обычно выбирают так, что частота следования его импульсов не опускается ниже 40 кГц. Так как частота пусковых импульсов, генерируемых узлом А1, не превышает 13 кГц, на работу ККМ в установившемся режиме этот узел не влияет.

Напряжение на выходе перемножителя А4 пропорционально мгновенному значению напряжения Uвх, часть которого поступает на выв. 3 контроллера через делитель из резисторов R1-R3. В результате форма огибающей вершин импульсов тока, показанная на рис. 2 пунктиром, совпадает с формой входного напряжения. По такому же закону изменяется среднее значение потребляемого тока Icp, что и требуется для выполнения ККМ своей основной функции. Из графиков на рис. 2 следует (это можно показать и аналитически), что в рассматриваемом случае фиксирована длительность интервалов времени, соответствующих открытому состоянию транзистора VT1. Частота коммутации, изменяясь периодически с удвоенной частотой сетевого напряжения, зависит также от его амплитуды и от тока нагрузки. Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирают такой, чтобы частота следования импульсов тока не выходила за пределы 40. .200 кГц. Кроме того, магнитопровод трансформатора не должен насыщаться под действием импульса тока максимальной амплитуды (Ilmax) - в установившемся режиме приблизительно в три раза больше тока нагрузки ККМ

Фактически трансформатор Т1 использован как накопительный дроссель. Почти вся энергия, поступившая в его магнитное поле за время, когда коммутирующий транзистор открыт, поступает в нагрузку при закрытом тран зисторе. Лишь небольшая часть этой энергии с помощью вторичной обмотки ответвляется на формирование сигнала нулевого значения тока и на питание контроллера по цепи R6C8VD2VD3. Упомянутые выше резисторы R5 и R7 обеспечивают ток, достаточный лишь для запуска контроллера.

Стабилизация выходного напряжения ККМ (UВЫХ) достигается тем, что на второй вход перемножителя А4 контроллера поступает сигнал рассогласования, полученный в результате сравнения части выходного напряжения, снимаемого с резистивного делителя R14-R17, с формируемым внутри контроллера образцовым напряжением 2,5 В. В результате при

колебаниях тока нагрузки и амплитуды входного напряжения амплитуда огибающей импульсов тока изменяется таким образом, что выходное напряжение поддерживается равным заданному (400 В).

Усилитель сигнала рассогласования А2 охвачен цепью отрицательной обратной связи (ЦОС), схема и параметры которой выбирают так, чтобы была обеспечена динамическая устойчивость стабилизатора при достаточно быстрой реакции на дестабилизирующие факторы. В простейшем случае ЦОС - это просто конденсатор С9 (см. рис. 1). уменьшающий усиление сигнала рассогласования с повышением его частоты при достаточно большом коэффициенте передачи постоянной составляющей. Например, чтобы ослабить составляющую с частотой F в N раз, емкость конденсатора обратной связи должна быть равна

Например, при F = 100 Гц и N = 1000 требуется конденсатор емкостью приблизительно 1,6 мкФ.

Однако стабилизатор с простейшей ЦОС бывает склонен к возникновению автоколебаний из-за малого запаса по фазе на частоте единичного усиления. Если фазовый сдвиг на этой частоте достигает 180°, обратная связь из отрицательной превращается в положительную со всеми вытекающими неприятными последствиями.

Чтобы устранить это явление и обеспечить достаточный запас по фазе, последовательно с конденсатором обратной связи включают резистор. Именно такая ЦОС R7C8 показана на рис. 1 в качестве основной, а конденсатор С9 и требующийся в некоторых случаях резистор R9 изображены пунктиром В контроллере L6562 предусмотрена защита от превышения допустимого значения выходного напряжения. Принцип ее работы поясняет фрагмент схемы контроллера на рис. 3. Элементы А2, А4, А6, конденсатор С7 и резисторы R8, R14-R17 те же, что и на рис. 1. Имеются два вида защиты - статическая и динамическая. Первую обеспечивает компаратор А7. Он изменяет состояние, если напряжение на выходе усилителя А2 падает ниже 2,25 В, что соответствует превышению заданного выходного напряжения ККМ на 10 %. Сигнал с выхода компаратора через элемент ИЛИ D3 поступит на вход блокировки усилители А6, в результате чего транзистор VT1 (см. рис 1) будет немедленно закрыт и останется закрытым, пока за счет разрядки конденсатора С13 током нагрузки напряжение на выходе ККМ не упадет до допустимого уровня.

Динамическая защита предохраняет от скачков выходного напряжения, вызванных, например, резким сбросом нагрузки. Ее действие основано на том, что в установившемся режиме ток зарядки-разрядки конденсатора ЦОС (С7) и практически равный ему выходной ток усилителя А2 близки к нулю.

При резком изменении выходного напряжения приращение тока, текущего через резисторы R14 и R15, вызывает равное ему увеличение выходного тока усилителя, заряжающего конденсатор. Усилитель А2 имеет специальный выход контроля выходного тока, соединенный со входом компаратора А8. Если значение тока, втекающего в выв. 2 контроллера, превысит 37 мкА, будет включено так называемое "мягкое торможение" - ограничение длительности импульсов на выв. 7, приводящее к постепенному снижению выходного напряжения. Если же втекающий ток превысит 40 мкА, произойдет "резкое торможение" с полной блокировкой усилителя А6. Благодаря гистерезисным свойствам компаратора А8 нормальная работа будет восстановлена только после уменьшения втекающего тока до 10 мкА. Потребление тока контроллером по цепи питания, равное в рабочем режиме 4 мА, уменьшается до 1,4 мА при срабатывании защиты.

Кроме контроллера L6562, в описанный ККМ можно устанавливать аналогичные микросхемы других изготовителей, например. МС34262, IL34262. Диод VD4 должен быть быстродействующим с рабочей частотой не менее 200 кГц и способным выдерживать пиковые значения коммутируемого тока. Конденсаторы С1- С5 - пленочные или керамические на напряжение не менее 630 В. Дроссель L1 - ДФ90ПЦ или ДФ110ПЦ от телевизоров серий ЗУСЦТ-5УСЦТ.

Магнитопровод трансформатора Т1 - Ш6*6 из феррита М2000НМ1 со стандартным каркасом, все неиспользуемые выводы которого удалены. Обмотку I (73 витка) наматывают жгутом из десяти проводов ПЭВ-2 0,12 в четыре слоя, избегая сползания и проваливания витков верхнего слоя в нижний

У щечек каркаса. Каждый слой и обмотку в целом изолируют лакотканью или другим изоляционным материалом, способным выдержать импульсы амплитудой более 400 В. Измеренная индуктивность обмотки I готового трансформатора - 650 мкГн. Обмотка II - шесть витков провода ПЭВ-2 0,12, намотанных "вразрядку" по всей ширине каркаса.

Для создания в магнитопроводе немагнитного зазора подготавливают две вставки из стеклотекстолита толщиной 0,25 мм. Собирая трансформатор, их вставляют между торцами крайних стержней половин магнитопровода, после чего магнитопровод склеивают. На собранный трансформатор надевают экран - короткозамкнутый виток из полосы медной фольги шириной 10 мм. Это необходимо для снижения уровня излучаемых устройством помех. С общим проводом виток не соединяют.

Эксплуатация ККМ показала, что температура магнитопровода трансформатора Т1 достигает приблизительно 70 "С. Чтобы уменьшить нагрев, желательно вместо магнитопровода из феррита 2000НМ1 применить изготовленный из феррита 2500НМСI или аналогичного зарубежного. Также реко мендуется устанавливать в ККМ оксидные конденсаторы с максимальной рабочей температурой 105 °С.