Работа измерителя ДИСС-7 основана на использовании эффекта Доплера в режиме непрерывного излучения.

Сущность эффекта Доплера заключается в отличии частоты сигнала f, излучаемого передатчиком измерителя ДИСС-7 летящего самолета, от частоты колебаний f ПР, отраженные от земной поверхности и принимаемых приемным устройством (f ПР =f±F Д).

Значение доплеровского сдвига частоты определяется равенством

где
- проекция полной путевой скорости самолета на направление излучения,- длина волны излучаемых передатчиком колебаний.

Для измерения вектора полной путевой скорости
необходимо измерять доплеровские частоты по трем некомпланарным (не лежащим в одной плоскости) лучам, поэтому в ДИСС-7 применена неподвижная относительно самолета антенная система, имеющая четыре луча (рисунок 2.4).

Рисунок 2.4

Лучи 1, 2, 3 предназначены для измерения составляющих вектора полной путевой скорости
, а луч 4 используется для автоматического формирования калибровочной поправки в зависимости от характера отражающей поверхности. Величина углов наклона лучей в ДИСС-7 выбрана:

Доплеровские сдвиги частот F Д1 , F Д2 , F Д3 , по соответствующим лучам, через проекции вектора
на оси самолетной системы координат X, Y, Z
, определяются следующим образом:

W XS 1 - проекция
на направление 1-го луча (рисунок 2.5),

W YS 1 - проекция
на направление 1-го луча (рисунок 2.6),

W ZS 1 - проекция
на направление 1-го луча (рисунок 2.7).

Определим значения W XS 1 , W YS 1 , W ZS 1 ,.

Рисунок 2.5

Согласно рисунку 2.5 имеем:

отсюда
,
т.о.

Рисунок 2.7

Согласно рисунку 2.7 имеем:

отсюда
,
, т.о.

F Д2 и F Д3 отрицательны, так как лучи 2 и 3 направлены назад, поэтому в расчетах удобнее использовать их модули.

Вычитая выражение (2.7) из выражения (2.6), определим составляющую вектора
вдоль продольной оси самолета:

Складывая выражения (2.6) и (2.8), вычислим вертикальную составляющую вектора путевой скорости:

Таким образом, задача определения вектора путевой скорости самолета
сводится к выделению и измерению средних частот Доплера от трех лучей антенны.

С учетом того, что в ДИСС-7
и
, на основании формул (2.9), (2.10), (2.11), получаем:

Полученные выражения представляют собой основные рабочие алгоритмы, на основании которых в ЭВМ или в специализированном аналоговом вычислителе В-144 определяется вектор полной путевой скорости.

Для определения угла сноса необходимо знатьW X и W Z , а для определения необходимо знать иW Y (рисунок 2.2).

Однако выражение (2.12) является лишь первым приближением для вычисления вектора
, так как в них не учтены:

а) Отклонение реальных углов лучей антенны от нормальных;

б) Смещение доплеровских частот, определяемое характером отражающей поверхности;

в) Отклонение реальной частоты излучения колебаний от номинальной. Наиболее существенным источником погрешностей в ДИСС-7 является смещение средней F Д, определяемое характером отражающей поверхности.

Как известно, в результате изменения коэффициента отражения а в пределах антенного луча происходит деформация доплеровского спектра и смещение его максимума в сторону низких частот, зависит от угла падения, причем для разных отражающих поверхностей эта зависимость различна.

Доплеровская система ДИСС-013 представляет собой автономную самолетную радиолокационную станцию, предназначенную для автоматического непрерывного измерения путевой скорости и угла сноса и выдачи этой информации через блок БС-4 в автоматическое навигационное устройство и на собственные индикаторы блока БС-4.

Указанные параметры используются штурманом для навигационного обеспечения полета, а навигационным вычислителем – для автоматического самолетовождения по задан-ному маршруту над любым видом подстилающей поверхности (суша, море, пески, льды) независимо от оптической видимости.

Доплеровская система является датчиком важнейшей навигационной информации при полетах над безориентирной местностью.

ТЕХНИЧЕСКИЕ ДАННЫЕ СИСТЕМЫ ДИСС-013

Система ДИСС-013 обеспечивает:

– измерение путевых скоростей W в диапазоне 180 1300 км/ч;

– измерение угла сноса в диапазоне ± 30 ° ;

– измерение W и на высотах от 10 до 15000 м;

– измерение W и при углах крена до 20 ° и тангажа до 10 ° ;

– выдачу в навигационный вычислитель импульсов отрица-тельной полярности, пропорциональных средней величине доплеровского спектра, принимаемого по соответствующему лучу антенны;

– выдачу в навигационный вычислитель сигналов ПАМЯТЬ и МОРЕ;

– выдачу W и при горизонтальном полете над сушей с удвоенной среднеквадратичной погрешностью (2s):

– импульсный выход по W – 0,25%;

– импульсный выход по – 16¢;

– аналоговый выход по W – 0,40%;

– аналоговый выход по – 20¢;

– индикацию текущих значений W и на собственном индикаторе блока БС-4;

– непрерывную работу в течение 15 часов;

– время готовности не более 3 минут.

В систему ДИСС-013 входят блоки ВЧ, НЧ и блок связи БС-4.

Для управления ДИСС-013 в кабине самолета размещаются:

Переключатели: СУША-МОРЕ,

СЧИСЛЕНИЕ НВ (три положения):

КОНТРОЛЬ ДИСС В ПОЛЕТЕ

НАЗЕМНЫЙ КОНТРОЛЬ ДИСС

Табло: СЧИСЛЕНИЕ СВС

Автоматы защиты сети (АЗС) по цепям:

36 В 400 Гц 3 фазы

ДИСС-013 связан с точной курсовой системой ТКС-П, систе-мой воздушных сигналов СВС-ПН-15, системой автоматического управления САУ-1Т и навигационным вычислителем НВ-ПБ.

Вычисляемая в блоке БС-4 путевая скорость передается на указатели скорости УСВПк системы СВС-ПН-15 и вычислитель НВ-ПБ.

Сигнал о работе ДИСС-013 передается в САУ-1Т и в НВ-ПБ.

При работе импульсного канала навигационного вычислителя от ДИСС-013 в него поступают средние частоты F 1, F 2, F 3, на основании которых производится вычисление основных навигационных параметров.

ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ДИСС-013

Работа доплеровской системы основана на измерении доплеровского сдвига частот излученных и отраженных от земной поверхности электромагнитных колебаний, и вычислении по этому сдвигу частот путевой скорости и угла сноса самолета.

Рис.24. Путь, проходимый сигналами, принятыми от i –го рассеивателя на отражающей поверхности; t i – время прохождения сигнала до точки i и обратно

Эффект Доплера проявляется в изменении частоты принимаемого сигнала по отношению к частоте излучаемых колебаний на так называемую доплеровскую частоту , Гц, пропорциональную скорости самолета относительно отражающей точки (рис. 24).

где - путевая скорость самолета, км/ч

Длина волны излучаемых передатчиком колебаний, см

Угол между электрической осью антенны и максимумом

диаграммы направленности антенны.

На рис. 25 показано доплеровское смещение частоты отраженных колебаний по оси частот.

Рис.25. Смещение частоты отраженных сигналов по оси частот

У реальной доплеровской системы луч антенны имеет конечную ширину, поэтому на местности облучается не одна i- я точка, а целая площадка Q (рис.26), содержащая множество хаотически расположенных рассеивателей. Так как сигналы от них отличаются доплеровскими частотами , то результирующий отраженный сигнал от площадки Q должен быть представлен на оси частот уже не одной частотой f отр i , а спектром частот (рис.27).

Рис. 26. Луч антенны в реальной Рис.27. Сигнал спектра

доплеровской системе доплеровских частот,

отраженный от участка Q .

Положение этого спектра на оси частот по отношению к частоте излучаемых колебаний характеризуется средней доплеровской частотой, которую обозначим F Д ср.

Для определения путевой скорости и угла сноса самолета в системе используется трехлучевая антенна (рис.28).

В вычислителе доплеровской системы путевая скорость определяется по усредненному значению доплеровских частот F Д1 и F Д2 от двух лучей антенны:

Эта формула верна при угле сноса .

При угле сноса , отличном от нуля, доплеровские частоты F Д1 , F Д2 и F Д3 не будут равны друг другу (рис. 29), при этом путевая скорость W и тангенс угла сноса определяются по следующим формулам: ; ,

где K 1 и K 2 - коэффициенты пропорциональности.

В системе применена частотная модуляция.

Функционально система состоит из трех блоков: высокочастотного, низкочастотного и блока связи БС-4.

В высокочастотном блоке осуществляется генерирование непрерывных колебаний, модуляция и вобуляция их по частоте и последовательное излучение их в пространство по трем лучам с помощью антенно-волноводной системы, входящей в блок.

Отраженный сигнал принимается антенно-волноводной системой блока и поступает в приемную часть.

Коммутация лучей осуществляется с помощью полупроводниковых СВЧ переключателей.

При работе систем ДИСС возможно появление “слепых” высот - высот полета, для которых время распространения сигнала от самолета и обратно кратно или равно периоду частоты модуляции.

Для борьбы с этими “слепыми” высотами в ДИСС-013 применено медленное периодическое изменение (вобуляция ) модулирующей частоты по пилообразному закону.

Приемная часть обеспечивает преобразование принятых сигналов высокой частоты в сигналы промежуточной частоты, усиление сигналов промежуточной частоты, а также выделение из сигнала промежуточной частоты трех доплеровских спектров и их усиление.

Рис. 28. Углы , В и Г , характеризующие положение лучей антенны при горизонтальном полете: 1, 2, 3 – номера лучей визирования антенн.

Рис. 29. Положение лучей антенны при горизонтальном полете и угле сноса, равном ; 1, 2, 3 – номера лучей визирования антенн

В этом же блоке расположен высоковольтный выпрямитель, питающий передатчик.

В низкочастотном блоке и устройстве слежения осуществляется преобразование спектров доплеровских частот F 1 , F 2 и F 3 в сигналы F Д1 , F Д2 и F Д3 , равные средним значениям частот указанных спектров. Эти сигналы передаются на собственный вычислитель, который совместно с блоком БС-4 обеспечивает непрерывное вычисление путевой скорости и угла сноса самолета.

В случае пропадания доплеровского спектра, устройство слежения выдает сигнал памяти, который индицируется загоранием табло СЧИСЛЕНИЕ СВС на приборной доске штурмана.

Устройство управления низкочастотного блока обеспечивает коммутацию полупроводниковых СВЧ переключателей, вобуля-цию частоты в приемопередатчике и переключение каналов устройства слежения. Низкочастотный генератор, находящийся в устройстве управления, выдает сигнал встроенного контроля для проверки приемопередатчика и устройства слежения.

В этом же блоке находится низковольтный выпрямитель, питающий все схемы измерителя.

В блоке БС-4 отрабатываются и индицируются измеренные текущие значения путевой скорости W и угла сноса a . В следящих системах отработки и индикации W и a имеются датчики для выдачи угла сноса и путевой скорости в систему автоматического управления самолетом, в навигационный вычислитель НВ-ПБ и на индикацию. Значение путевой скорости выдается также и в систему воздушных сигналов СВС-ПН-15.

Работающая система ДИСС-013 во время полета самолета может находиться в одном из двух режимов: режиме слежения или режиме памяти.

В режиме слежения вычислитель блока НЧ совместно с блоком БС-4 отрабатывают путевую скорость и угол сноса. При полете над сушей переключатель СУША-МОРЕ устанавливается в положение СУША, а при полете над морем - в положение МОРЕ. Этим обеспечивается автоматический ввод соответствующей поправки, учитывающей характер отражающей поверхности (D ХОП).

Режим памяти характеризуется отсутствием доплеровского спектра на входе системы. При этом вычислитель выдает потребителям последние вычисленные значения путевой скорости и угла сноса. На рабочем месте штурмана в этом режиме загорается табло СЧИСЛЕНИЕ СВС. После появления спектра на входе система автоматически переходит в режим слежения.

В случае, когда самолет находится в неподвижном состоянии, т.е. когда на входе ВЧ блока отсутствует доплеровская информация, на блок НЧ с блока ВЧ поступает только напряжение шумов. Устройство слежения НЧ блока находится в поиске. На щитке штурмана горит табло СЧИСЛЕНИЕ СВС. Следящие системы блока БС-4 заторможены. Если переключатель СЧИСЛЕНИЕ НВ установлен в положении ПО ДИСС, на указателях блока БС-4, на указателе штурмана УШ-3, навигационно-плановом приборе НПП и указателе скорости УСВПк индицируются последние вычисленные значения путевой скорости и угла сноса.

При движущемся самолете появляется доплеровская информация. В блок НЧ с ВЧ блока поступают спектры допле-ровских частот. Устройство слежения осуществляет их захват и переходит в режим слежения, переводя систему из режима памяти (поиска) в режим слежения. Вычислитель блока НЧ с блоком БС-4 отрабатывают путевую скорость W и угол сноса a . При этом на блоке БС-4, на УШ-3, УСВПк и НПП индицируются измеряемые значения W и a .

При необходимости проверки правильности работы ДИСС-013 в полете переключатель СЧИСЛЕНИЕ НВ устанавливается в положение КОНТРОЛЬ ДИСС В ПОЛЕТЕ. На блоке БС-4, на УШ-3, УСВПк и НПП индицируются соответствующие значения W = 675÷715 км/ч и a = 0 ±1,5 0 . После проверки переключатель СЧИСЛЕНИЕ НВ необходимо вернуть в положение ПО ДИСС. При нормальной работе системы не рекомендуется пользоваться режимом контроля в полете, так как при этом система не выдает сведения о реальной скорости и угле сноса.

На земле система контролируется с помощью двух контрольных задач.

Контрольная задача 1 отрабатывается через 2,5 - 3 минуты после включения режимов КОНТРОЛЬ ДИСС В ПОЛЕТЕ или НАЗЕМНЫЙ КОНТРОЛЬ ДИСС.

Контрольная задача 2 отрабатывается в режиме ПО ДИСС при установке переключателя на блоке НЧ в положение ЗАДАЧА 2.

При работе с системой ДИСC-013 в лаборатории следует соблюдать следующие обязательные требования по безопасности:

Антенна блока ВЧ должна быть закрыта поглощающим экраном;

Все блоки системы и применяемые для проверки измерительные приборы должны быть заземлены шинами сечением не менее 4 кв.мм и закрыты кожухами.

ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БЛОКОВ ДИСС-013

БЛОК ВЧ:

мощность передатчика……………………………………………….> 0,26 Вт

средняя частота излучаемых колебаний……………………………...8800 МГц

чувствительность приемника по захвату сигнала…………………. > 109 дБ

напряжение выходного сигнала в режиме АРУ………………… 0,7 - 1,2 В

БЛОК НЧ :

Амплитуда входного сигнала (U c +U ш)

при соотношении Р с /Р ш =3 дБ ………………………………………….. 0,7 В

Погрешность выдачи частоты выходных импульсов

на частоте 5 кГц ………………………………………………………2s <0,7%

Амплитуда выходных отрицательных импульсов F Д1 , F Д2 и F Д3 ………> 4 B

Длительность выходных отрицательных импульсов F Д1 , F Д2 и F Д3 … < 10 мкс

Амплитуда импульсов, выдаваемых в модулятор ……………………. ……… ….> 7 B

Период повторения импульсов, выдаваемых в модулятор …………..536 мс

Амплитуда импульсов, управляющих СВЧ переключателями………. > 4 B

Длительность импульсов, управляющих СВЧ переключателями……1072 мс

Частоты контрольных сигналов………………………………..4080 и 6850 Мгц

Коэффициент усиления АФС по лучу не менее 50 дБ

Ширина диаграммы направленности по уровню 0,5

в осевой плоскости 4,5 0

по конической поверхности 10,0 0

Углы лучей:

Блок БС-4:

Максимальная погрешность индикации угла сноса ± 1 0

Максимальная погрешность индикации путевой скорости ±(2,3 км/ч ±0,4%W)

Максимальная погрешность индикации путевой скорости

при работе в режиме МОРЕ ±(3,8 км/ч ±0,9%W)

Глава 8. РАДИОВЫСОТОМЕРЫ

На самолетах в качестве приборов, измеряющих высоту полета, сигнализаторов опасной и заданной высот применяются радиовысотомеры.

Радиовысотомеры служат для измерения истинной высоты полета. В зависимости от разрешающей способности они подразделяются на высотомеры малых высот и высотомеры больших высот.

Радиовысотомеры малых высот используются в основном при посадке и устанавливаются на всех типах самолетов.

Радиовысотомеры больших высот применяются при аэрофотосъемке и полетах на больших высотах, вне эшелона.

Принцип действия всех высотомеров основан на измерении времени запаздывания в приходе отраженного от земной поверхности сигнала относительно момента излучения прямого (зондирующего) сигнала.

Радиовысотомер малых высот

радиовысотомер малых высот работает в режиме непрерывного излучения модулированных по частоте электромагнитных колебаний. Генератор СВЧ генерирует незатухающие колебания, частота которых f пр изменяется по пилообразному закону (рис.30).

Эти колебания излучаются через передающую антенну по направлению к земле. Отразившись от ее поверхности, колебания f отр поступают в приемное устройство, на балансный детектор. На другой вход этого детектора поступает зондирующий (прямой) сигнал. За время , необходимое для приема отраженного сигнала, частота генератора прямого сигнала, изменяющаяся по пилообразному закону, изменит свое значение, в балансном детекторе будет выделена разностная частота Df = f пр - f отр, пропорциональная запаздыванию отраженного сигнала Dt . После усиления эта разностная частота поступает на счетчик частоты, который создает на выходе постоянное напряжение, пропорциональное истинной высоте полета.

Радиовысотомер РВ-5

Радиовысотомер РВ-5 является частотным высотомером малых высот. Радиовысотомер выдает экипажу и в САУ, а при необходимости и в другие бортовые системы, следующие данные:

О текущей высоте в виде постоянного напряжения положительной полярности, значение которого пропорционально высоте полета;

О пролете летательным аппаратом заранее заданной опасной высоте;

О полете ниже опасной высоты;

Об исправной работе РВ-5 и его отказе.

Поскольку в частотных высотомерах мерой частоты является разностная частота, получаемая на выходе балансного детектора в результате алгебраического сложения прямого и отраженного сигналов (Df = f пр - f отр) , то и точность измерения высоты зависит от параметров сигнала этой частоты.

Рис. 30. График изменения частот радиовысотомера РВ-5

Чтобы установить взаимосвязь разностной частоты с высотой полета, рассмотрим приведенные на рис. 30 подобные треуголь-ники АВС и DEC. Из их подобия следует, что . Из рисунка видно, что

СЕ = Df ; DE = Dt ; BC = F дев; АВ = = ,

где Df – разностная частота РВ; F дев - девиация частоты РВ;

Т - период частоты модуляции; F m - частота модуляции.

Подставив эти выражения в пропорцию подобия, получим:

.

Выражения для разностной частоты будет иметь вид:

Но так как , окончательно получим:

,

где Н – высота в метрах, c – скорость света (3×10 8 м/c).

Таким образом, разностная частота имеет прямо пропорциональную зависимость от высоты полета.

Сомножитель называют обычно постоянной высотомера А ;

Постоянная высотомера показывает, на сколько герц изменится разностная частота при изменении высоты на один метр.

Для высотомера РВ-5 постоянная А равна 200 Гц/м. Разностная частота при измерении максимальной высоты 750 м будет равна 150 кГц.

Данное равенство является приближенным, оно будет точным только при таких высотах, при которых - целое число. При этом шаг устойчиво измеряемых высот равен .

Для высотомера РВ-5 при А = 200 Гц/м и =150 Гц получим шаг устойчиво измеряемых высот м.

Следовательно, устойчиво измеряемые высоты чередуются для высотомера РВ-5 через 0,75 м. Внутри этого интервала показания высоты будут неустойчивыми. При плавном изменении частоты значения высоты могут несколько раз измениться на величину ±DН . Это явление характеризует постоянную ошибку радиовысотомера, которая особенно опасна на последнем участке посадки, так как соизмерима с измеряемой высотой. Минимальная устойчиво измеряемая высота .

Для этого в радиовысотомерах последних разработок (РВ-5М, РВ-21 и др.) применен метод одновременной модуляции по частоте двумя модуляционными частотами и , причем в несколько раз (3 – 6) выше, чем .

При модуляции двумя частотами в спектре разностной часто-ты будут существовать гармоники этих частот. Если при измере-нии высоты показания РВ будут неустойчивы по частоте , то устойчивость будет обеспечиваться гармониками частоты . Интервал между гармониками будет во столько раз меньше, во сколько раз частота меньше . Соотношение частот модуля-ции показывает, во сколько раз уменьшается ошибка измерения высоты при использовании двойной модуляции по сравнению с использованием одночастотной модуляции.

Для высотомера РВ-5М = 150 Гц, =25 Гц. Если в выражение вставить значение =25 Гц, получим 0,125 м, а = 0,375 м.

К значительным ошибкам в измерении высоты может привести нестабильность значений девиации частоты и частоты модуляции, что обычно приводит к значительным отклонениям постоянной высотомера А от расчетной. В радиовысотомере РВ-5 имеется специальное встроенное устройство, осуществляющее непрерывный контроль за величиной постоянной А, автоматичес-кую ее подстройку и поддержание в заданных пределах с помощью регулировки полосы частотной модуляции.

Кроме этого, в высотомере имеется устройство встроенного тест-контроля, позволяющего проверить его калибровку и общую работоспособность в воздухе и на земле путем подачи сигнала в линию задержки с эквивалентной высотой 15 м.

ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ДАННЫЕ ВЫСОТОМЕРА РВ-5

Радиовысотомер больших высот

С целью повышения относительной точности в радиовысотомерах больших высот используется импульсный метод измерения истинной высоты полета.

Рассмотрим высотомер больших высот РВ-18, позволяющий измерять высоты полета в пределах от 500 до 30 000 м с погрешностью ± 25 м ± 0,15% от фактической высоты полета. Структурная схема представлена на рис. 31.

Генератор запуска, синхронизирующий работу высотомера, вырабатывает прямоугольные импульсы с периодом (рис.32,а ), которые запускают передатчик и генератор «быстрой» пилы. Генерируемые передатчиком высокочастотные колебания излучаются передающей антенной в направлении подстилающей поверхности Земли. Отраженные сигналы принимаются приемным устройством и после обработки поступают в блок электронного сопровождения.

Рис.31. Структурная схема радиовысотомера РВ-18

Рис.32. Временные диаграммы напряжений в высотомере РВ-18

В режиме поиска отраженного сигнала импульсы, вырабатываемые генератором «быстрой» пилы, поступают в схему сравнения. Туда же поступает линейно возрастающее напряжение из генератора «медленной» пилы (рис.32,б ). В момент, когда величина этих сигналов совпадает, происходит срабатывание схемы сравнения и ее выходной сигнал запускает генератор селекторных импульсов. Селекторный импульс (рис. 32,в ) оказы-вается задержанным относительно импульса передатчика (генератора запуска) на время, пропорциональное напряжению «медленной» пилы в данный момент. Поскольку напряжение «медленной» пилы плавно возрастает, задержка селекторного импульса от периода к периоду также плавно возрастает и селекторный импульс перемещается в диапазоне времени, соответствующем высотам от 450 до 30 000 м. Если в диапазоне поиска отсутствует отраженный сигнал, поиск начинается сначала.

В тот момент времени, когда в схеме совпадения селекторный импульс совпадает с отраженным от земли импульсом (рис. 32,г ), наступает режим ИЗМЕРЕНИЕ. Импульс совпадения (поисковый импульс) (рис. 32,д ) поступает со схемы совпадения на схему «И», на которую также подаются высокостабильные счетные импульсы от кварцевого генератора. Поисковый импульс останавливает прохождение счетных импульсов через схему совпадения, и счетчик фиксирует их количество n и, соответствую-щее измеренной высоте Н ист (рис. 32, е ).

Наличие на выходе высотомера в виде двоичного кода позволяет использовать его для работы в пилотажно-навигаци-онном комплексе самолета.

Система встроенного контроля позволяет проверить исправность и работоспособность радиовысотомера путем подачи в режиме КОНТРОЛЬ на вход приемника задержанного на фиксированную величину ослабленного сигнала передатчика.

Глава 9. САМОЛЕТНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ОТВЕТЧИКИ

Самолетные радиолокационные ответчики (СО) служат для автоматической передачи в радиолокационные центры управления воздушным движением (РЦ УВД) информации о присвоенном самолету номере, высоте полета, остатке топлива на борту и др.

Радиолокационный самолетный ответчик СО-69

Радиолокационный ответчик СО-69 предназначен для работы в активном режиме

Радиолокационных систем посадки (режим РСП);

Радиолокационных систем управления воздушным движением (режим УВД);

Обзорных РЛС (режим П-35).

Вторичная радиолокационная система (ВРС) включает в себя бортовое (ответчики) и наземное (вторичные радиолокаторы и аппаратура отображения информации) оборудование.

Вторичный радиолокатор осуществляет запрос ответчиков самолетов, находящихся в зоне его действия. Для запроса используются двухимпульсные интервальные коды.

Бортовые ответчики излучают ответные кодовые сигналы. Структура кода зависит от режима работы ответчика. Для ответа используются двух- и трехинтервальные коды. Эти сигналы используются в ВРС для определения радиолокационных координат самолета, в связи с чем их называют координатными кодами .

Ответчик в режиме УВД излучает кроме координатных также информационные коды , содержащие различную информацию (номер, высота и пр.). Ответные коды принимаются вторичным радиолокатором и транслируются на командно-диспетчерский пункт (КДП).

Аппаратура КДП обеспечивает возможность определения радиолокационных координат самолетов (азимут, дальность) и получение дополнительной информации (номер, высота и пр.) непосредственно на рабочих пультах диспетчеров УВД.

Работа с диспетчерскими РЛС

Диспетчерские РЛС предназначены для управления воздушным движением в зоне аэродрома. В режимах РСП и УВД ответчик работает с диспетчерскими радиолокаторами систем ВРЛ, которые имеют следующие технические характеристики:

Несушие частоты запроса:

a) с горизонтальной поляризацией излучения.…..835÷849 МГц

b) с вертикальной поляризацией излучения….……….1030 МГц

Коды запроса …………………….……..двухимпульсные,9,4 и 11 мкс

Координатные коды ответа ……..………………………….11 и 14 мкс

Дальность действия, в зависимости от высоты полета...200÷400 км

Работа с посадочными РЛС

Посадочные РЛС предназначены для контроля выдерживания курса и глиссады при посадке самолетов. В режимах РСП и УВД ответчик работает с диспетчерскими радиолокаторами систем ВРЛ, которые имеют следующие технические характеристики :

Несущая частота запроса …………………………9370 ± 100 МГц

Коды запроса ………………………двухимпульсные, 3 и 5,4 мкс

Ответный код…………………………………………………….9 мкс

Дальность действия………………………………………..до 60 км

Особенности работы наземных радиолокационных станций

Подавление боковых лепестков диаграммы направленности диспетчерских ВРЛ осуществляется использованием трехимпульс-ной системы.

К двум импульсам запросного кода Р 1 и Р 3 (рис.33), излучаемым направленной антенной радиолокатора, добавляется третий Р 2 (импульс подавления), излучаемый отдельной всенаправленной антенной (антенной подавления).

Импульс подавления по времени отстает на 2 мкс от первого импульса запросного кода. Энергетический уровень излучения антенны подавления подбирается таким образом, чтобы в местах приема уровень сигнала подавления был заведомо больше уровня сигналов, излучаемых боковыми лепестками, и меньше уровня сигналов, излучаемых главным лепестком.

Р2

9 дБ Ответ

Подавление

Р1 2 мкс Р2 Р3

Рис. 27. Подавление запроса от боковых лепестков по трехимпульсной системе

В ответчике производится сравнение амплитуд импульсов кода Р 1, Р 3 и импульса подавления Р 2 при приеме запросного кода в направлении бокового лепестка; когда уровень сигнала подавления равен или превышает уровень сигнала запросного кода, ответ не производится. Ответ производится только тогда, когда уровень Р 1 и Р 3 больше уровня Р 2 более чем на 9 дБ.

Подавление запроса от боковых лепестков диаграммы направленности посадочных РЛС производится в блоке БПС бортового ответчика, в котором реализован способ подавления с плавающим порогом.

Этот способ заключается в том, что в блоке БПС с помощью инерционной следящей системы запоминается в виде напряжения уровень сигналов, принятых от основного лепестка диаграммы направленности. Часть этого напряжения, соответствующая задан-ному уровню, превышающему уровень сигналов боковых лепест-ков, устанавливается в качестве порога на выходе усилителя, и в следующее облучение ответ производится только при превышении принятыми сигналами этого порога. Это напряжение корректи-руется в последующие облучения (рис.34).

Рис.34. Получение пакета ответных сигналов при работе системы подавления

с плавающим порогом

ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ОТВЕТЧИКА СО-69

Режим РСП

Работа с диспетчерскими РЛС

приемный канал I:

Частоты приемника ……………………………….….. 835÷840 МГц

Ширина полосы пропускания …………………………………. 6 МГц

Чувствительность приемника ……………………………. 84±4 дБ

Динамический диапазон ……………………………………….30 дБ

Подавление сигналов

приемный канал II:

Чувствительность приемника …………………………….104±4 дБ

Динамический диапазон …………………………………. 50 дБ

Подавление сигналов

от боковых лепестков………………………………..трехимпульсное

Работа с посадочными РЛС

Частота принимаемых сигналов ……………………….I диапазон

Чувствительность приемника …………………………….. 65±3 дБ

Подавление сигналов

Запросные коды по курсу и глиссаде …………………одинаковые

Режим УВД

Работа с диспетчерскими РЛС

приемный канал I:

Частоты приемника …………………………………….835÷840 МГц

Ширина полосы пропускания ………………………………….6 МГц

Чувствительность приемника …………………………… 84±4 дБ

Подавление сигналов

от боковых лепестков………………………………трехимпульсное

приемный канал II:

Частота приемника ………………………………………….1030 МГц

Ширина полосы пропускания ………………………………… 6 МГц

Чувствительность приемника ………………………….…104±4 дБ

Динамический диапазон ………………………………………50 дБ

Подавление сигналов

от боковых лепестков……………………………….трехимпульсное

Объем передаваемой информации

Бортовой номер………………………………………100 000 номеров

Высота (с градацией 10 м)…………………………. .до 30 000 м

Остаток топлива…………………………………………15 сообщений

Работа с посадочными РЛС

Частота принимаемых сигналов………………………….I диапазон

Чувствительность приемника ……………………………..65±3 дБ

Динамический диапазон ………………………………………30 дБ

Подавление сигналов

от боковых лепестков………….по методу с плавающим порогом

Запросные коды по курсу и глиссаде………………….раздельные

Режим П-35

Частоты приемника ……………………………………….II диапазон

(обзорные РЛС)

Чувствительность приемника ……………………………… 65±3 дБ

Динамический диапазон ………………………………………..30 дБ

Запросный сигнал……………………………..одиночные импульсы

Подавление сигналов

от боковых лепестков………………………………не производится

Параметры передающего канала в режимах РСП, УВД, П-35

Частоты передатчика

Волна 1…………………………………………………….730 МГц

Волна 2 ……………………………………………………740 МГц

Неоперативная перестройка………………………….1090 МГц

Мощность передатчика …………………………………….. 250 Вт

Длительность импульса передатчика…………………...0,6÷1 мкс

Режим 020М

Запуск передатчика…………. производится от бортовой системы

Параметры запускающих импульсов:

Полярность……………………………………….положительная

Амплитуда…………………………………………………….8 В

Длительность……………………………………………0,5÷2 мкс

Режим 5У15К

Производится выдача первого, второго и третьего слова информации в бортовую систему 5У15К по сигналам вызова информации от этой системы. Запуск передатчика ответчика не производится.

СТРУКТУРА ОТВЕТНОГО СИГНАЛА

Ответный сигнал, содержащий какое-либо слово информации, состоит из координатного кода, кода ключа и информационного кода.

Код ключа – трехимпульсный, его структура различна для каждого слова информации.

Код информации содержит 40 импульсов, составляющих 20 разрядов двоичного

Назначение и классификация ДИСС.

ЛИТЕРАТУРА

Контрольные вопросы

Упражнения

Найти общее решение и решение задачи Коши уравнений в частных производных

2. , .

3. , .

4. , .

8. , .

9. , .

10. , .

1. Перечислите предположения, которые были сделаны при выводе уравнения колебания струны.

2. Перечислите силы, действующие на небольшой участок струны.

3. Выведите уравнение колебаний струны.

4. Напишите уравнения продольных и крутильных колебаний стержня.

5. Перечислите физические процессы, которые называют волновыми.

6. Что необходимо определить для однозначной характеристики волнового процесса?

7. Перечислите три вида граничных условий.

8. Что называется задачей Коши?

9. Что называется краевой задачей?

10. Что называется смешанной задачей?

11. Выведите формулу Даламбера решения задачи Коши для волнового уравнения.

12. Дайте физическую интерпретацию формулы Даламбера.

13. Как изменится решения волнового уравнения в случае полуограниченной струны. Дайте физическую интерпретацию

14. В чем заключается метод разделения переменных?

15. Сформулируйте задачу Штурма-Лиувилля.

16. Что называется собственной функцией задачи?

17. Что такое собственное значение задачи?

18. При каких значения параметра l задача Штурма-Лиувилля имеет нетривиальные решения.

19. Запишите решение задачи Штурма-Лиувилля.

20. В силу каких предположений сумма частных решений есть также решение?

21. Что позволяют определить начальные условия.

22. Приведите физическую интерпретацию полученного решения.

23. Что называется стоячей волной?

24. В чем заключается метод решения неоднородного волнового уравнения?

25. Как называются одномерные, двумерные и трехмерные волны?

26. Что называется средним арифметическим функции?

27. Получите формулу Пуассона для решения сферического волнового уравнения.

28. В чем заключается принцип Гюйгенса.

1. Вертоградов В.И. «РЭО ЛА». Часть1.М.: Воениздат, 1979, инв.68.

2. Конспект лекций и групповых занятий.

Составил майор __________________________ М.Ковалев.

1. Назначение и классификация ДИСС………………………….5

2. Принцип действия ДИСС………………………………………7

Определение путевой скорости и истинного путевого угла всегда вызывало наибольшие трудности при управлении движением ЛА. Эти два основных элемента полёта необходимы при счислении пути и для автономного определения действительного местоположения ЛА.

Задача определения путевой скорости и угла сноса может быть решена методом построения векторного треугольника. Для этого необходимо иметь данные о воздушной скорости ЛА V и о скорости ветра U, которые являются составляющими вектора скорости W. Данные о воздушной скорости можно получить при помощи системы воздушных сигналов (СВС), имеющейся на ЛА. Непрерывное же получение достаточно точных данных о скорости ветра в условиях полёта является трудноосуществимой задачей. Поэтому реализовать метод определения путевой скорости и угла сноса путем решения векторного треугольника очень сложно.

Решать поставленную задачу наиболее целесообразно методом непосредственных измерений при помощи радионавигационных устройств, работа которых основана на использовании эффекта Доплера – доплеровский измеритель путевой скорости и угла сноса (ДИСС).

ДИСС на ЛА может быть выполнен в виде самостоятельного радионавигационного устройства. В этом случае данные, получаемые от ДИСС, могут использоваться для решения различных задач, связанных с боевым применением ЛА (напр. задач бомбометания, пуска ракет и др.).

Однако чаще всего ДИСС используется в качестве автономной навигационной системы (АНС), упрощенная структурная схема которой приведена на слайде №2. В состав АНС также входят навигационный вычислитель (НВ), курсовая система (как источник информации об истинном курсе ЛА), датчик воздушной скорости (ДВС), РСБН.

На основе данных получаемых от ДИСС, РСБН, КС и ДВС навигационный вычислитель решает следующие задачи:

· определяет курс следования на выбранный пункт маршрута;

· определяет текущие координаты самолета;

· вычисляет оставшееся расстояние и время полета до выбранного пункта маршрута;

· определяет курсовую поправку для вывода ЛА на линию заданного пути.

Выходным устройством АНС является индикатор. Кроме того, данные от вычислителя подаются на автопилот (АП) для автоматического управления ЛА.

ДИСС можно использовать не только для обеспечения полета самолета по маршруту, но и режимов висения и посадки вертолетов. При решении этих задач ДИСС измеряет три составляющие полной скорости ЛА (скорости относительно земной поверхности), в том числе и вертикальную составляющую (слайд №1).

Поскольку доплеровские измерители являются автоматическими устройствами, т.е. работают без связи с наземными устройствами, их дальность действия оказывается неограниченной. В этом заключается важнейшее преимущество ДИСС.

ДИСС могут устанавливаться на ЛА различного назначения, летающие как с очень малой путевой скоростью, так и с очень большой. Принципиальных ограничений по скорости для ДИСС не существует.

ДИСС классифицируют по количеству лучей, формируемых антенной системой, и по характеру излучаемого сигнала.

По количеству лучей : одно-, двух-, трех- и четырех лучевые ДИСС (слайд №3).

По характеру излучаемого сигнала все ДИСС делятся на 2 группы:

1. измерители с импульсным излучением (достоинства: относительная простота и независимость результатов измерений от стабильности частоты передатчика; недостатки: дополнительная погрешность при полете над пересеченной местностью, невозможно измерить вертикальную составляющую полной скорости, которая необходима в вертолетах и космических кораблях).

2. измерители с непрерывным излучением (преимущество: более высокая чувствительность, чем у импульсных ДИСС; недостаток: трудности при обеспечении развертки приемника и передатчика, что приводит к необходимости использования двух антенн.

ДИСС с непрерывным излучением либо немодулированные, либо частотномодулированные колебания.

Для измерения навигационных параметров в ДИСС используется эффект Доплера. Этот эффект проявляется в изменении частоты принимаемых, отраженных от земной поверхности колебаний, относительно частоты излучаемых колебаний ДИСС, размещенной на самолете. Разница этих частот называется доплеровской частотой или доплеровским сдвигом частоты

F Д =f ПР -f ИЗЛ =2V P /l. (1)

где f ПР и f ИЗЛ частоты излучаемых и принимаемых сигналов;

l=l ИЗЛ – длина волны;

V P -радиальная скорость, т.е. скорость ЛА в направлении излучения.

Для пояснения принципа действия доплеровского измерителя путевой скорости и угла сноса (ДИСС) рассмотрим простейший ДИСС. Функциональная схема однолучевого измерителя, работающий в режиме непрерывного излучения, изображена на слайде № .

Передатчик измерителя генерирует синусоидальные сигналы высокой частоты ¦ 0 , которые через направленный разделитель поступают в антенну и излучаются ею по направлению к земле. Отраженные от шероховатостей земной поверхности радиоволны, имеющие доплеровский сдвиг по частоте, воспринимаются антенной и через направленный разделитель поступают на смеситель приёмника. На смеситель приемника кроме отражённых радиосигналов ¦ 0 +F Д поступают также просочившиеся через разделитель ослабленные прямые радиосигналы передатчика частоты ¦ 0 . В результате взаимодействия этих сигналов на выходе смесителя образуется напряжение разностной, т. е. доплеровской, частоты F Д. Это напряжение усиливается и подается на измерительную схему (частотомер) , которая выдает постоянное напряжение U д, пропорциональное по величине доплеровской частоте F Д. Это напряжение подается на индикаторный стрелочный прибор, шкала которого градуирована в единицах скорости V п.

Покажем, как с помощью однолучевого доплеровского измерителя можно определить путевую скорость и угол сноса ЛА.

Предположим, что ЛА совершает горизонтальный полет (V ПZ =0) с воздушной скоростью V, путевой скоростью V П (напомним, что при V ПZ =0 вектор путевой скорости горизонтальной плоскости V ПГ равен вектору полной скорости V П) и имеет угол сноса a (слайд №). Пусть в начальном положении луч антенны развернут относительно вектора воздушной скорости так, что проекция оси луча на горизонтальную плоскость составляет с вектором V угол b и, кроме того, луч наклонен по направлению к земной поверхности на угол g. Угол наклона луча g отсчитывается от горизонтали в вертикальной плоскости Р , проходящей через ось луча. Тогда составляющую вектора путевой скорости в направлении излучения (т.е. радиальную составляющую) V r найдем следующим образом:

Следовательно, в соответствии с формулой для доплеровского сдвига частоты (1) запишем

Измерительная схема (частотомер) выдает напряжение U Д, пропорциональное F Д:

Где k - коэффициент пропорциональности.

Поворачивая антенну в горизонтальной плоскости и наблюдая за показаниями индикаторного прибора, можно найти такое положение антенны, при котором напряжение U Д, а следовательно, и доплеровский сдвиг частоты становится максимальным. Это будет наблюдаться при b=a. Тогда для F Д MAX получим

Зная угол g, по значению F Д MAX можно определить путевую скорость V П, а по углу разворота антенны b относительно продольной оси аппарата, при котором доплеровская частота достигает максимума, можно судить о величине угла сноса a.

Однолучевые доплеровские измерители при колебаниях самолета имеют сравнительно большие ошибки в результатах измерения угла сноса и путевой скорости.

Для повышения точности измерений путевой скорости и угла сноса самолета применяются многолучевые ДИСС. Так, в получившем широкое распространение ДИСС-7 используется 4 луча, проекции которых на горизонтальную плоскость показаны на рисунке, приведенном на слайде №5.

С учетом того, что в ДИСС-7 углы, характеризующие положение лучей неизменны и известны, получаем, что составляющие путевой скорости ЛА могут быть рассчитаны по выражениям, приведенным на слайде №6.

Рассчитав составляющие полной скорости, можно определить путевую скорость и угол сноса

Эти формулы представляют собой основные рабочие алгоритмы, на основе которых в бортовой ЭВМ или в навигационном вычислителе определяются значения путевой скорости и угла сноса. Однако эти значения дают приближенные значения, т.к. необходимо учитывать:

Влияние отклонения реальных углов визирования антенных лучей от номинальных значений;

Отклонение реальной частоты излучения от номиналов;

Смещение доплеровских частот, обусловленное характером отражающей поверхности.

Значение отклонений углов визирования лучей и частоты излучения от номиналов указывается в сводном паспорте на вычислитель.

Главным источником погрешности в ДИСС является смещение доплеровской частоты, обусловленное характером отражающей поверхности (ХОП) . Причиной ошибок смещения частоты Доплера является зависимость удельной эффективной отражающей площади от угла падения луча визирования на отражающей поверхность (см. Слайд №7).

Происходит деформация доплеровского спектра и смещение его максимума в сторону низких частот в результате изменения коэффициента отражения в пределах ширины антенного луча, т.к. низкие частоты соответствуют точкам, облучаемым под большим углом падения, чем точки, соответствующие высоким частотам.

На слайде №8 показан характер изменения коэффициента отражения в зависимости от углов падения лучей для различного ХОП.

Наиболее сильно коэффициент отражения меняется в зависимости от угла падения для морских поверхностей.

В результате смещения максимума мощности в спектре отраженного сигнала смещается и средняя доплеровская частота. Величина смещения средней доплеровской частоты за счет изменения ХОП различна и может достигать 0,03Fд, что приводит к возникновению значительной погрешности в измерении путевой скорости ЛА, если не принять никаких мер.

Величину смещения средней доплеровской частоты Δ хоп, можно определить по значению Δσ=σ(γ 2) – σ(γ 1) (см. слайд №8). На основании этой зависимости в ДИСС осуществляется вычисление калибровочной поправки Δ хоп на ХОП.

В ДИСС-7 по соотношению мощностей принятых четвертого и первого луча ДИСС вычисляется Δ хоп и в виде напряжения U хоп =kΔ хоп подается в бортовую ЭВМ или в навигационный вычислитель. Где k – постоянный масштабный коэффициент. В ДИСС-7 величина U хоп изменяется в пределах от 0 до 8,8 В.

2.1.1. Принцип действия однолучевой ДИСС

Доплеровский измеритель скорости и угла сноса (ДИСС) летательных аппаратов является автономным доплеровским устройством навигации и управления, призванным обе­спечить прибытие пилотируемого или беспилотного объекта носителя ДИСС к пункту с известными координатами.

В данном пособии изложены принцип действия и структура работы доплеровского измерителя скорости и угла сноса на базе типовой радиосистемы ДИСС-7.

Задача навигации обычно решается в горизонтальной плоскос­ти. Поэтому основной интерес представляет горизонтальная проек­ция скорости самолета, носящая название путевой скорости .

Путевая скорость складывается из двух составляющих:

воздушной скорости , т.е. скорости движения ЛА относительно воздушной среды, и скорости ветра , т.е. скорости движения воздушной среды относительно земли. На­правление вектора воздушной скорости практически совпадает с направлением оси ЛА. Векторы об­разуют так называемый навигационный треугольник (рис. 2.1).

Угол β между направлениями векторов называ­ется углом упреждения или углом сноса.

Наиболее надежным и точным средством измерения β и W является бортовой радиолокатор, работа которого основа­на на использовании эффекта Доплера при отражении излученных бортовым передатчиком радиоволн от земной поверхности. Простейшей схемой измерения при этом является однолучевой доплеровский радиолокатор с наклонным облучением зем­ной поверхности под некоторым углом В (см. рис.2.2).

Положим, что самолет летит строго горизонтально, а ДНА может поворачиваться в горизонтальной плоскости в пределах угла ± ψ .

Так как ДНА имеет конечный раствор, то на поверхности земли облучается площадка значительных размеров, содержащая множество взаимно независимых элементарных отражателей. Поэтому отраженный сигнал по своим свойствам близок к "белому шуму". Он имеет сплошной спектр, огибающая кото­рого соответствует форме ДНА. Зна­чение средней частоты доплеровского спектра для некоторого угла ψ при β =0 определяется величиной проекции вектора путевой скорости на ось ДНА

где - вектор путевой скорости; λ 0 - длина волны передатчика; B - угол визирования; ψ - угол между горизонтальной проекцией направления излучения и продольной осью самолета.

Значение углов B и ψ ясны из рис. 2.2. Из формулы (2.1) видно, что при B = 90° . Следовательно, облучение земной поверхности всегда должно быть наклонным. Обычно В = 60°...70°.

Если направление полета не совпадает с осью самолета, т.е. существует угол сноса "β ", то выражение (2.1) будет иметь вид

Рис. 2.1. Навигационный треугольник

Рис. 2.2. Однолучевой доплеровский измеритель W и β

Однолучевой измеритель работает следующим образом. ДНА поворачивается в горизонтальной плоскости до получения максимального значения , что соответствует β+Ψ =0. При этом положении антенны по значению можно определить и, измеряя угол между фокусной осью антенны и продольной осью самолета, можно определить угол сноса β . Однако, такая сис­тема обладает рядом существенных недостатков. Главные из них следующие.

Как видно из рис. 2.3, наиболее резкая зависимость от угла (β+Ψ ) наблюдается при значениях β+Ψ близких к 90°. В области β+Ψ =0 почти не изменяется. Поэтому однолучевые измерители не дают необходимой точности.

Рис. 2.3. Полярная диаграмма зависимости F д от (β+ψ)

При изменении угла (β+Ψ ) в обе стороны от нулевого значения изменения доплеровской частоты имеют одинаковые значения. Это обстоятельство делает невозможным построение схемы автоматического измерения скорости и угла сноса.

В однолучевом доплеровском измерителе предъявляются жесткие требования к стабильности частоты передатчика f прд зa время запаздывания отраженного сигнала t з (кратковременная стабильность):

, (2.3)

где (df прд /dt) max / f прд - относительная скорость ухода частоты передатчика; Δ w = ΔW/W - относительная погрешность определения скорости; t з –время распространения радиоволн до земной поверхности и обратно.

В однолучевых (двухлучевых) системах сильно зависит от углов крена и тангажа. Так, уже при угле тангажа =1° и угле В =70° относительная ошибка измерения Δ W будет дости­гать 5%.

В силу перечисленных недостатков однолучевых систем послед­ние не нашли применения.

2.1.2. Принцип действия многолучевой ДИСС

Так как вектор скорости летательного аппарата опре­деляется в общем случае проекциями на три некомпланарных (т.е. лежащих не в одной плоскости) направления, то для определения всех трех составляющих необходимо излучать и принимать сигна­лы минимум по трем лучам антенны. Наибольшее применение нашли трех-четырехлучевые системы с , – расположением лучей (см. рис. 2.4). Эти системы свободны от основных недостатков однолучевых систем.

Рассмотрим подробнее принцип действия трехлучевой системы. Значение доплеровского сдвига частоты определяется равенством (см. рис. 2.4)

, (2.4)

где W S - проекция полной скорости летательного аппарата на направление излучения; λ 0 – длина волны излучаемого передатчиком сигнала. Задача измерения полной скорости сводится к вычислению трех ее составляющих W x , W y , W z , полученных по трем лучам антенной системы РЛС 1, 2, 3 (см. рис. 2.4).

В системе координат x , y , z направление излучения S определяется углами γ 0 и δ 0 (рис. 2.4), где γ 0 –угол между направлением продольной оси самолета 0x и направлением излучения S , δ 0 – угол между обратным направлением вертикальной оси самолета 0y и проекцией S yz направления излучения S на плоскость y0z . Вектор полной скорости можно разложить в самолетной системе координат на три составляющие: W x , W y , W z . Проектируя эти составляющие полной скорости на направление излучения S и суммируя их, получаем

Подставляя (2.5) в (2.4), получим

Уравнение (2.6) содержит три независимых неизвестных (W x , W y , W z ) и значение полной скорости может быть полностью определено по трем независимым уравнениям типа (2.6), полученным по трем некомпланарным лучам антенной системы.

Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже

Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.

Размещено на http://www.allbest.ru/

1. Обзор и анализ аналогичных систем

1.1 Обзор существующих устройств

Обзор и анализ существующих моделей фильтров для систем ДИСС затруднителен в связи с тем, что данная область знаний является закрытой для широкого круга специалистов, поэтому оценить параметры, качество и особенности реально существующих фильтров не представляется возможным. С учетом этого для сравнительного анализа разрабатываемого цифрового фильтра для системы ДИСС использован DSP модуль для обработки радиолокационных сигналов на основе TMS320C5410A и Altera Cyclone EP1C6T144. DSP модуль представляет собой эффективную систему управления транспортными потоками на автомагистралях и обеспечивает:

1) Ввод аналоговых сигналов по 2-м каналам и их одновременное преобразование в цифровую форму с точностью 12 бит и частотой дискретизации до 50 МГц. Частота дискретизации и моменты взятия отсчетов для каждого из каналов задаются независимо;

2) Предварительную цифровую обработку сигналов на частоте дискретизации, выполняемую на ПЛИС;

3) Передачу результатов предварительной обработки из ПЛИС в ЦПОС со скоростью 20 Мбит/с;

4) Основную цифровую обработку сигналов, выполняемую на ЦПОС;

5) Выдачу низкоскоростных управляющих сигналов по 8 цифровым оптически изолированным линиям;

6) Выдачу высокоскоростного управляющего сигнала по 1 цифровой линии;

7) Работу в составе локальных сетей с интерфейсами RS232 и 100 Мбит/с Ethernet;

8) Дистанционную замену программ ЦПОС и ПЛИС, и отладку программ ЦПОС и ПЛИС по интерфейсу JTAG;

9) Рабочий диапазон температур - 40 …+85°С.

ПЛИС (Altera Cyclone EP1C6T144I7), использованная в данном модуле, выполняет предварительную цифровую обработку сигнала в реальном масштабе времени. В ПЛИС реализованы корреляторы, полосовые фильтры, схема синхронизации, формирование тактовых сигналов для АЦП, интерфейс связи с ЦПОС. Фильтры для каждого канала дальности реализованы по многокаскадной схеме с понижением частоты дискретизации с 50 МГц до 4. После понижения частоты дискретизации отсчеты сигналов передаются в ЦПОС для спектрального анализа и дальнейшей обработки .

Данный модуль взят за аналог ввиду применения в нем ПЛИС для ЦОС.

1 .2 Анализ требований к разрабатываемому устройству

Разрабатываемое устройство на ПЛИС по сравнению с вышеописанным модулем для обработки радиолокационных сигналов выполняет узкоспециализированую задачу предварительной фильтрации линейно-частотно модулированного сигнала (ЛЧМ).

Проектируемый фильтр строится на основе банка цифровых фильтров, в котором входной сигнал, представленный последовательностью отсчетов, с помощью N различных цифровых субфильтров (каналов) разбивается на N подполос фильтрации, ширина которых значительно меньше рабочей полосы частот. Согласно заданию на дипломное проектирование число каналов выбрано равным 16, исходя из того, что увеличение количества каналов ведет к увеличению затрат ресурсов ПЛИС, а уменьшение ведет к снижению точности вычислений.

Поскольку в качестве основы для проектирования ЦФ выбраны фильтры, используемые в системе ДИСС-7, рабочая частота которого составляет 13325ГГц±25МГц, то ширина полосы пропускания фильтра находится в пределах 0..50 МГц. Соответственно, частота дискретизации по теореме Котельникова должна превосходить максимальную частоту в полосы пропускания (50 МГц) минимум в 2 раза.

Исходя из вышесказанного к проектируемому фильтру предъявляются следующие требования:

а) 16 канальный банк цифровых фильтров;

б)ширина полосы пропускания 50 МГц;

в)частота дискретизации 102 МГц;

г)возможность изменения функциональности фильтра за счет перепрограммирования по интерфейсу JTAG;

д)рабочий диапазон температур -40 …+125°С.

2 . Теоретические основы реализации цифровой фильтрации

Поскольку реализация цифровой фильтрации в широкой полосе частот требует как минимум двукратного увеличения частоты дискретизации относительно максимальной частоты полосы (согласно теореме Котельникова), то реализация ЦФ затруднена ограничением частоты дискретизации устройства ЦОС, поэтому используют банк фильтров.

Банк фильтров (БФ) - цифровое устройство, в котором входной сигнал, представленный последовательностью отсчетов, с помощью М различных цифровых фильтров разбивается на М различных канальных сигналов (для обработки некоторым способом каждого из них), из которых с помощью выходных фильтров и последующего суммирования образуется последовательность отсчетов выходного сигнала.

Основную идею построения системы анализа / синтеза сигналов с использованием банка фильтров раскрывает рисунок 2.1.

Рисунок 2.1 - Система анализа / синтеза сигналов на основе банка фильтров

Исходный сигнал разбивается при помощи фильтров анализа H k (z), k=0,1…, M-1 на M субполосных составляющих, которые в идеальном случае в частотной области не перекрываются. Подобрав соответствующим образом набор фильтров синтеза F k (z), k=0,1…, M-1, можно восстановить исходный сигнал из его субполосных компонент. Вследствие ограничения ширины спектра сигналов на выходе БФ можно уменьшить частоту дискретизации субполосных сигналов пропорционально уменьшению ширины спектра. Для понижения частоты дискретизации на стадии анализа и последующего повышения на стадии синтеза используются соответственно компрессоры и экспандеры частоты дискретизации. В случае, когда коэффициент прореживания в каждом канале равен отношению ширины спектра субполосного сигнала к ширине спектра исходного, т.е.

говорят о системе анализа / синтеза с полной децимацией. Таким образом, получается M сигналов, отражающих поведение исходного сигнала в каждом частотном поддиапазоне, которые представлены в сумме тем же количеством отсчетов, что и исходный сигнал. Каждый субполосный сигнал в отдельности может быть эффективно обработан по некоторому алгоритму b k , k=0,1…M-1. БФ разделяют на банки с равнополосными и неравнополосными каналами, ортогональные, биортогональные, двухканальные и многоканальные и т.д. Каждый фильтр банка цифровых фильтров образует канал. Поэтому говорят об M-канальном банке фильтров.

Сигнал в канале называется субполосой, отсюда название субполосная фильтрация или субполосное кодирование.

Равнополосная декомпозиция подразумевает одинаковый коэффициент децимации и одинаковую суммарную ширину полосы пропускания каждого канала. В этот класс цифровых БФ входят также банки с многокомпонентными фильтрами (имеющими более одной полосы пропускания). В случае неравнополосных каналов коэффициенты децимации различны и в общем случае могут быть выражены в виде рационального числа

Дециматор (компрессор частоты дискретизации) - устройство, осуществляющее децимацию (прореживание) сигнала во времени. Децимация - операция, заключающаяся в исключении (пропуске) отсчетов входного сигнала, с порядковым номером, кратным коэффициенту децимации. Децимация в M раз обозначается обычно как: В частотной области это запишется как то есть спектр выходного сигнала операции децимации содержит M копий «расширенного» в M раз спектра входного сигнала, как это показано на рисунке 2.2.

Рисунок 2.2 - Децимация сигнала в M раз

Как видно из рисунка 2.2, если сигнал неограничен полосой частот, то происходит наложение спектров копий, то есть алайзин (от англ. «aliasing»). Поэтому в банке фильтров перед децимацией выполняется НЧ-фильтрация. Совокупность фильтра и дециматора называется фильтром-дециматором.

Интерполятор - устройство, выполняющее действия, обратные децимации. Интерполяция - операция, заключающаяся во встраивании (добавлении) между отсчетами, чей порядковый номер кратен определенному числу, некоторой константы (обычно нуля). Интерполяция в M раз обычно обозначается как (M ^):

В частотной области это записывается как то есть спектр выходного сигнала операции интерполяции содержит M копий «сжатого» в M раз спектра входного сигнала. Эти копии повторяются через. Для их устранения после интерполятора ставится НЧ-фильтр. Совокупность интерполятора и фильтра называется фильтром-интерполятором.

Частота дискретизации входного сигнала снижается при помощи дециматора, а затем осуществляется процесс фильтрации, таким образом общая вычислительная сложность уменьшается пропорционально коэффициенту децимации. После окончания обработки субполосного сигнала в каждом банке фильтров частота дискретизации повышается при помощи интерполятора. Данные равенства (эквивалентные схемы включения) широко применяются для вывода различных соотношений и представлены на рисунке 2.3.

Рисунок 2.3 - Эквивалентные схемы включения фильтров-дециматоров и фильтров-интерполяторов

Банк цифровых фильтров предназначен для разбиения входного сигнала на несколько подканалов. В рассматриваемом случае банк фильтров - совокупность однотипных полосовых фильтров, перекрывающих весь исследуемый частотный диапазон.

Пусть исследуемая полоса:

где Fs - частота дискретизации входного комплексного сигнала.

Тогда центральная частота k-ого фильтра:

где K - число подканалов, равное числу фильтров;

k - номер канала фильтра;

Центральная частота фильтра прототипа.

Выходные отсчеты k-ого канала (фильтра) определяются следующей формулой:

Все полосовые фильтры получены из исходного ФНЧ сдвигами его частотной характеристики (входного сигнала) (рисунок 2.4). Такие сдвиги может обеспечить дискретное преобразование Фурье:

где K - количество отсчетов в выборке; k - номер гармоники.

Рисунок 2.4 - АЧХ банка фильтров

Повторяя преобразования (2.7) на каждом текущем отсчете, получим:

что соответствует формуле (2.6), когда h(i)=1, i = (0, K-1). Теперь ДПФ (рисунок 2.5) можно рассматривать как набор из K полосовых фильтров:

где K - k-номер фильтра (канала).

Частотная характеристика, представленная на рисунке 2.5 имеет ряд существенных недостатков: растекание в боковые лепестки, наложение соседних каналов.

Улучшить АЧХ возможно лишь при использовании стандартных окон Хеннинга, Хемминга, Хана, Блэкмена и т.д. Применение эти окон позволяют убрать боковые лепестки (растекание), но лишь за счет усиления эффекта наложения.

Рисунок 2.5 - Эффекты наложения и растекания ДПФ

Это объясняется тем, что во временной области все стандартные окна фактически сужают интервал анализа относительно исходного прямоугольного окна, что в частотной области приводит к обратному эффекту. Вывод прост: для того чтобы частотные характеристики каналов не перекрывались, интервал, на котором происходит взвешивание сигнала, должен быть больше интервала ДПФ-анализа. Фактически, нужно сначала сформировать взвешивающим окном желаемую форму частотной характеристики, а потом проводить ДПФ. Если снять ограничение на длину интервала взвешивания N = K и заменить его на более легкое - N = LхK, L = 2, 3, 4,…, то есть N больше, но кратно интервалу ДПФ-анализа, то подбором взвешивающего окна можно задать любую форму частотной характеристики фильтра. Это позволит обеспечить и отсутствие перекрытия соседних каналов, и максимально равномерную характеристику в полосе пропускания. Как показывают вычисления, для обеспечения перекрытия соседних каналов менее 5% при любом К длина окна N должна быть в 12-16 раз больше К. Чтобы вернуться к выбранной длине интервала ДПФ-анализа, взвешенную последовательность длины N = LхK разбивают на L блоков по K отсчетов, после чего эти блоки накладывают друг на друга и поэлементно суммируют. Каждый r-й отсчет наложенной последовательности, полученной в момент времени t, z t (r)=z t (K-i), i = (0, K-1), определяется выражением:

где N = LхK, n - номер блока, п = (0, L-1).

Далее над полученными К отсчетами проводится ДПФ. Поэлементное сложение блоков длины. К взвешенной последовательности допустимо, так как все используемые в ДПФ комплексные экспоненты укладываются в К отсчетах целое число периодов, поэтому каждый К-й отсчет умножается на одно и то же значение.

Отсчеты после ДПФ описываются выражением:

Фактически взвешивающее окно - это импульсная характеристика КИХ фильтра.

На практике обычно имеет место перекрытие АЧХ соседних каналов. Перекрытие вызвано тем, что невозможно получить идеально прямоугольную форму АЧХ взвешивающего окна. Это означает, что частотная полоса в каждом канале будет несколько шире, чем Fs/K. Следовательно, после децимации в К раз выходной сигнал будет искажен (рисунок 2.6).

Рисунок 2.6 - Иллюстрация эффекта наложения при децимации: а) спектр исх. сигнала; б) спектр сигнала после децимации в 2 раза

Поэтому для устранения нежелательных эффектов децимации проводится следующее преобразования не через К, а через K/2 входных отсчетов, таким образом создается двукратный запас по частоте дискретизации выходного сигнала .

При проектировании банка цифровых фильтров с равнополосными каналами используется модель с полной модуляцией. Если банк основан на одном НЧ-фильтре-прототипе с конечной импульсной характеристикой (КИХ), то ширина полосы пропускания фильтра-прототипа определяет ширину каждого канала. Чтобы такой фильтр мог выделить полосу, соответствующую каждому каналу, необходимо сдвинуть спектр в область низких частот при помощи гетеродина (экспоненциального модулятора), а затем осуществить НЧ-фильтрацию фильтром-прототипом. После чего можно снизить частоту дискретизации субполосного сигнала без потери информации. Снижение частоты дискретизации осуществляет компрессор посредствам децимации, который удаляет М-1 отсчетов из каждой последовательности длиной M.

Максимальный коэффициент децимации равен количеству каналов K, таким образом, данный банк фильтров является максимально децимированным. Синтез осуществляется в обратной последовательности. Сначала увеличивается частота дискретизации. В экспандере между каждыми двумя отсчетами вставляются M-1 нулевых отсчетов. Затем осуществляется фильтрация субполосных сигналов с последующей модуляцией с целью перемещения субполосы в соответствующий частотный диапазон, который она занимала в исходном широкополосном сигнале. Суммирование выходов всех каналов синтезирующего банка фильтров дает восстановленный широкополосный сигнал, что представлено на модели ниже (рисунок 2.7).

Рисунок 2.7 - Модель ДПФ-модулированного банка фильтров, основанного на полной модуляции

НЧ-фильтр-прототип может быть спроектирован стандартными методами, такими как синтез при помощи взвешивающих окон, частотной выборки и т.д. Частота среза фильтра-прототипа определяет количество каналов и их ширину, так как вся полоса может быть поделена на K равных частей. Степень наложения субполос ограничивается в соответствии с требованиями, налагаемыми областью применения конкретного банка фильтров .

Импульсная и частотная характеристика фильтра для каждого канала определяется следующим образом:

Система характеризуется равномерным размещением полос с шагом

Непосредственная реализация такой схемы банка фильтров является крайне неэффективной. В каждом канале при большой частоте дискретизации осуществляется свертка с импульсной характеристикой фильтра-прототипа, что приводит к значительному увеличению вычислительных затрат, которые можно снизить путем снижения частоты дискретизации. Ключом для построения эффективной структуры является полифазная декомпозиция фильтра-прототипа. Она основывается на разбиении, децимации, группировании коэффициентов фильтра на подгруппы, называемые полифазными фильтрами.

Такое группирование полифазных фильтров может быть поделено между каналами, что изображено на рисунках 2.8 и 2.9.

Оценка субполосных сигналов осуществляется после модуляции, реализуемой при помощи ДПФ, вычислительную сложность которого можно ограничить, используя алгоритмы БПФ .

Рисунок 2.8 - Полифазная структура канала максимально децимированного банка анализа

На основе приведенных выше теоретических сведений в данном дипломном проекте разрабатывается цифровой фильтр на основе ДПФ-модулированных банков анализа и синтеза с равнополосными каналами. Число каналов ЦФ составляет 16, т.к. обеспечивается оптимальное распределение ресурсов ПЛИС и выполнение поставленной задачи. Ширина канала составляет 3.125 МГц.

3 . Реализация математической модели фильтра в пакете MATLAB

3.1 Основы проектирования фильтров в MATLAB

радиолокационный сигнал фильтрация модель

Для построения фильтра-прототипа и расчета коэффициентов проектируемого фильтра использована среда Matlab.

В пакете Signal Processing, входящем в Matlab, имеется две графических среды, позволяющих рассчитывать и анализировать дискретные фильтры: FDATool (Filter Design & Analysis Tool) и блок работы с фильтрами, входящий в среду SPTool. В среде FDATool поддерживается больше методов синтеза; в SPTool имеется возможность ручного графического редактирования расположения нулей и полюсов функции передачи фильтра.

Расчет фильтра начинается с задания требуемых параметров на вкладке Design Filter. Тип синтезируемой АЧХ выбирается с помощью переключателя Filter Туре. Возможны следующие варианты: Lowpass (ФНЧ), Highpass (ФВЧ), Bandpass (полосовой фильтр), Bandstop (режекторный фильтр). Выбор пятого положения переключателя позволяет использовать раскрывающийся список, в котором перечислены более сложные варианты: Differentiator (дифференцирующий фильтр), Hilbert Transformer (преобразователь Гильберта), Multiband (многополосный фильтр), Arbitrary Magnitude (произвольная АЧХ) и Arbitrary Group Delay (произвольная групповая задержка).

Выбрав категорию синтезируемой АЧХ, следует выбрать тип синтезируемого фильтра, установив переключатель, расположенный в разделе Design Method, в положение IIR (рекурсивный) или FIR (нерекурсивный). Каждому положению переключателя соответствует список возможных методов синтеза. Состав этого списка меняется в зависимости от выбранного типа АЧХ. Например, при синтезе фильтра с произвольной зависимостью групповой задержки от частоты (Arbitrary Group Delay) переключатель автоматически установится в положение IIR, а в списке будет доступен всего один метод - метод минимизации р-нормы ошибки (Constrained Least Pth Norm). В случае синтеза АЧХ четырех простейших типов набор возможных методов синтеза значительно шире:

Нерекурсивные фильтры (FIR). Здесь доступны следующие методы:

а) Equiripple - синтез фильтров с равномерными пульсациями АЧХ методом Ремеза;

б) Least-Squares - минимизация среднеквадратического отклоне-ния АЧХ от заданной;

в) Window - синтез с использованием весовых функций (окон);

Рекурсивные фильтры (IIR). Здесь доступны четыре варианта синтеза по различным аналоговым прототипам методом билинейного Z-преобразования:

а) Butterworth - синтез фильтра Баттерворта;

б) Chebyshev Type I - синтез фильтра Чебышева первого рода;

в) Chebyshev Type II - синтез фильтра Чебышева второго рода;

г) Elliptic - синтез эллиптического фильтра.

В разделе Filter Order указывается требуемый порядок фильтра или устанавливается переключатель в положение Minimum order (наименьший возможный порядок). В разделе Frequency Specifications и Magnitude Specifications необходимо ввести частоту дискретизации Fs, граничные частоты полосы пропускания и полосы задерживания (Fpass и Fstop), допустимые затухания в полосе пропускания и в полосе задерживания (Apass и Astop). После задания всех параметров нажимается кнопка Design Filter и производится расчёт коэффициентов фильтра, после чего можно просмотреть характеристики синтезированного фильтра .

3.2 Расчет коэффициентов фильтра

Фильтр рассчитывается с частотой дискретизации 102 МГц и частотой среза 50 МГц. Тип фильтра - ФНЧ, с конечной импульсной характеристикой (FIR). Полоса пропускания равна - диапазон частот (50 МГц), Число коэффициентов фильтра (порядок фильтра) - 768 (16*48), т.к. при проектировании фильтра была экспериментально получена оптимальная длина полосы, равная 48.

Послерасчёта коэффициенты фильтра экспортируются через меню File - Export to - Coefficient File, в Options выбирается формат Binary и экспортируется в файл h.fcf, который приведен в приложении Б.

В дальнейшем этот файл будет использоваться как подключаемый в проект программной реализации фильтра.

3.3 Реализация ДПФ-модулированных банков фильтров

Можно построить математическую модель банка фильтров, используя функции пакета MATLAB.

Функция анализатора - dft01a (x, K, M, h), где

x - анализируемый сигнал,

K - количество каналов,

M - коэффициент децимации,

На выходе функции - X - матрица с сигналами каналов банка фильтра.

1) Формирование сигнала модуляции (гетеродин).

2) Модуляция входного сигнала - получение канальных сигналов.

3) НЧ-фильтрация каналов.

4) Децимация канальных сигналов.

Функция синтезатора - dft01s (X, M, h), выполняет действия обратные функции анализатора, на входе функции X - матрица с сигналами каналов, M - коэффициент интерполяции, h - коэффициенты фильтра-прототипа.

1) Определение количества каналов по размеру матрицы с сигналами каналов.

2) Добавление нулевых отсчетов.

3) Подготовка фильтра.

4) Фильтрация каналов.

5) Формирование коэффициентов модулятора (гетеродина).

6) Модуляция.

7) Суммирование выходов всех каналов и получение синтезированного сигнала.

Так как прямая реализация уступает в эффективности полифазной, то необходимо провести подробный анализ полифазной реализации банков фильтров. Функция анализатора полифазной реализации, с максимальной децимацией - dft02a (x, K, h), где

x - анализируемый сигнал,

K - количество каналов,

h - коэффициенты фильтра-прототипа.

На выходе функции - X - матрица с сигналами каналов цифрового банка фильтра .

Основные этапы выполняемые функцией анализатора:

1) Сортировка входных отсчетов сигнала на каналы - децимация. Осуществляется при помощи функции reshape, которая преобразует вектор входных отсчетов в матрицу, последовательно заполняя её сверху вниз, справа налево.

2) Разбиение фильтра-прототипа на полифазные фильтры. Осуществляется при помощи функций reshape и flipud, последняя функция переворачивает матрицу (от англ. flip up down).

3) Полифазная фильтрация каналов. Осуществляется функцией filter.

4) Модуляция посредствам ДПФ. Осуществляется функцией fft.

Функция синтезатора полифазной реализации - dft02s (X, h), как и для прямой реализации, выполняет действия обратные функции анализатора, на входе функции X - матрица с сигналами каналов, h - коэффициенты фильтра-прототипа.

Основные этапы выполняемые функцией синтезатора:

1) Определение количества каналов.

2) Обратное ДПФ, осуществляется функцией ifft.

3) Разбиение фильтра-прототипа на полифазные фильтры.

4) Полифазная фильтрация каналов

5) Синтезированный сигнал - интерполяция.

В Приложении В представлен листинг алгоритмов реализации банков цифровых фильтров в среде Matlab.

В качестве входного сигнала используется ЛЧМ сигнал, так как этот сигнал используется в системе ДИСС в качестве зондирующего и по его форме и спектру легче оценить воздействие на него банка фильтров.

Линейно-частотная модуляция (ЛЧМ) сигнала - это вид частотной модуляции, при которой частота несущего сигнала изменяется по линейному закону.

Изменение частоты f(t) внутри импульсов с ЛЧМ происходит согласно формуле:

где - центральное значение несущей частоты;

База (крутизна изменения частоты) ЛЧМ сигнала;

Длительность сигнала;

Максимальное и минимальное значение частоты радиосигнала.

Фаза сигнала с ЛЧМ определяется как:

Тогда ЛЧМ сигнал описывается следующим выражением:

где - амплитуда; - начальная фаза .

Основные параметры разрабатываемого банка ЦФ:

Частота дискретизации fs=102 МГц;

Количество каналов k=16;

Количество коэффициентов фильтра прототипа n=768.

4 . Практическая реализация банка цифровых фильтров

4.1 Структура и описание ПЛИС

В настоящее время существует большое количество производителей ПЛИС (Altera, Xilinx, Actel, Atmel, Gray, National Instuments и др.), но лидерами в производстве ПЛИС являются фирмы Altera и Xilinx.

При выборе элементной базы ПЛИС учитываются следующие факторы:

· быстродействие,

· низкая стоимость,

· более совершенное программное обеспечение (ПО).

Продукты фирмы Altera имеют более совершенное ПО (Quartus II), чем продукты фирмы Xilinx (ISE). Поэтому используется ПЛИС Altera. В таблице 4.1.1 представлены сравнительные характеристики семейств Cyclone.

Таблица 4.1.1 - Сравнительные характеристики семейств Cyclone

Выбор элементной базы ПЛИС производится между семейством Cyclone и Cyclone II, т.к. производительности этих СБИС вполне хватит для реализации поставленной задачи. Если сравнивать производительность наилучшей модели первого поколения Cyclone и младшую модель второго поколения, то стоимость младшей модели Cyclone II будет значительно ниже. Разработка банка цифровых фильтров будет основана на ПЛИС фирмы Altera семейства Cyclone II.

Семейство Cyclone II - второе поколение дешевых FPGA фирмы Altera. Они на 30% дешевле и в три раза более емкие, чем микросхемы первого поколения. Данные ПЛИС выпускаются на 300-мм пластинах по
90-нм технологическому процессу (в то время как Cyclone - по технологии 130 нм) с напряжением питания ядра 1.2 В. Cyclone II имеют также и больше функциональности, в том числе, встроенные умножители, поддержку большего числа стандартов ввода / вывода, интерфейсов с новыми устройствами памяти. Они содержат до 68 тысяч логических элементов, до 622 пользовательских линий ввода / вывода и до 1.1 Мбит встроенной памяти в различных конфигурациях, включая двухпортовые и однопортовые RAM, ROM и FIFO. Особенностью семейства Cyclone II является наличие встроенных умножителей 18 х 18, каждый из которых может использоваться как два умножителя 9 х 9. Блоки ввода / вывода микросхем Cyclone II поддерживают различные стандарты, в том числе и дифференциальные. Для семейства Cyclone II оптимизировано уже более 40 IP-компонент от Altera и AMPP (Altera Megafunction Partners Program).

Отличительные особенности:

1) Архитектура семейства Cyclone II содержит от 4608 до 68416 логических элементов;

2) М4К встроенные блоки памяти;

3) До 1.1 Мбит встроенной RAM памяти;

4) Тактовая частота 260 МГц;

5) Встроенные умножители;

6) Поддержка дифференциальных быстродействующих каналов, включая LVDS (311 MbPS), mini-LVDS, RSDS, LVPECL;

7) Поддержка быстродействующей внешней памяти, включая DDR2, DDR и SDR SDRAM;

8) Питание портов I/O 1.5, 1.8, 2.5 или 3.3 В;

9) Поддержка интерфейса JTAG;

10) До четырех ФАПЧ (PLL) на микросхему с умножением частоты и сдвигом фаз;

11) Питание ядра 1.2 В.

Таблица 4.1.2 - Обзор семейства Cyclone II.

Для реализации цифрового фильтра для системы ДИСС выбрана СБИС EP2C35F484I8. Обозначение СБИС состоит из следующих составных частей и обозначает:

EP2C - Altera Cyclone второго поколения;

35 - Примерно 35 000 логических элементов;

F - Тип корпуса: F = fineline (1,0 mm) BGA;

484 - Количество выводов корпуса;

I - Рабочая температура: Industrial (-40..+125°С);

8 - Градация быстродействия: 6, 7,8.

EP2C35 состоит из блоков ОЗУ М4К (M4K Blocks), встроенных умножителей (Embedded Multipliers), ФАПЧ (фазовая автоподстройка частоты) (PLL), блоков логических элементов (logic array), элементов ввода-вывода (IOEs).

Самым наименьшим элементом в архитектуре Cyclone II является логический элемент (LE). Основу логических элементов составляет функциональный генератор (Look-Up Table - LUT) .

Логический элемент Cyclone II может работать в различных режимах:

1. Нормальный режим используется для задач общей логики и комбинационных функций;

2. Арифметический режим используется для того, чтобы осуществить сумматоры, счетчики, аккумуляторы и компараторы.

16 логических элементов (LEs) образуют блоки логических элементов (Logic Array Blocks).

Cyclone II имеет 4 банка портов ввода / вывода. Каждый банк имеет свое питание VCCIO, поддерживает много стандартов с одинаковым уровнем питания и имеет вывод двойного назначения VREF.

По своей архитектуре микросхемы FPGA построены с использованием памяти Static RAM, то есть при каждом включении требуют «загрузки» выполняемой программы, следовательно, для работы фильтра потребуется наличие конфигурационного ПЗУ. Конфигурационные ПЗУ предназначены для загрузки статической памяти FPGA .

EP2C20F256I8 использует конфигурационное ПЗУ EPCS4- Flash микросхема. Она может программироваться в системе с использованием кабеля Byteblastertm II Download Cable или использовать специальный блок Altera Programming Unit (APU). EPCS4 имеют четырехпроводной интерфейс: (DCLK), Serial Data Output (DATA), AS Data input (ASDI) и Chip Select (Ncs). DCLK генерируется Cyclone FPGA (14-20 МГц) .

4.2 Особенности САПР ПЛИС

Программное обеспечение Altera Quartus II предоставляет полную мультиплатформенную среду проектирования, которая может быть легко перенастроена под конкретные требования. Это идеальная среда для проектирования на основе ПЛИС законченных систем на кристалле (SOPS). Программное обеспечение Quartus II включает в себя средства для всех фаз проектирования с применением ПЛИС как FPGA, так и CPLD структур .

Порядок работы с ПО Altera Quartus II включает следующие основные этапы:

1) Техническое задание;

2) Ввод описания проекта (поведенческое или структурное);

3) Моделирование (функциональное);

4) Синтез:

а) Преобразование описания проекта в схему на заданной элементной базе;

б) Оптимизация схемы с учётом ограничений по быстродействию и занимаемой площади ПЛИС;

5. Разводка и размещение внутренних ресурсов ПЛИС с учётом наложенных ограничений по быстродействию и занимаемые ресурсы;

6. Временной анализ - проверка соответствия созданной ПЛИС условиям быстродействия ТЗ;

7. Моделирование на вентильном уровне;

8. Тестирование и отладка ПЛИС в составе системы (ISP, JTAG, Signal tap) .

Для выполнения задания на дипломное проектирование необходимо последовательно выполнить указанные этапы, за исключением этапа тестирования и отладки, который не входит в задачи данного дипломного проекта.

В рамках пакета Quartus II создается проект (схемный, текстовый, комбинированный ввод проекта). Для создания сложных проектов существуют интегрированные средства помощи Mega Wizard & SOPC. Особенностью среды Quartus II является наличие системы синтеза, системы размещения внутренних ресурсов и разводки ПЛИС, системы моделирования, системы временного анализа и анализа потребляемой энергии, системы интеграции с другими САПР, средств оптимизации быстродействия LogicLock, интегрированных средств разработки ПО для микро-ЭВМ.

При схемном вводе описания проекта могут использоваться:

1) Простейшие логические элементы;

2) Параметризируемые модули;

3) Мегафункции Altera;

4) Ранее созданные компоненты (тестовым и др. способами).

В качестве аппаратурных языков описания схем, реализуемых в ПО Quartus II, используются языки VHDL или Verilog.

IP (Intellectual Property) ядра - логические блоки написанные на языках VHDL или Verilog, используются для сложных многокомпонентных проектов. Многие фирмы предлагают готовые, протестированные IP-ядра, реализующие различные алгоритмы и интерфейсы.

В состав IP входят мегафункции. Для задач цифровой фильтрации применяется мегафункция Mega Core FIR Compiler. Применение данной мегафункции позволяет быстро спроектировать цифровой фильтр исходя из заданных параметров.

4.3 Расчет и реализация банка цифровых фильтров в среде Quartus II v . 8 .1

Для начала работы в среде Quartus II необходимо создать новый проект (New Project Wizard). При создании проекта необходимо указать имя проекта, месторасположение проекта, тип ПЛИС, на котором будет выполнен проект.

Описание проекта будет реализовано на схемном вводе. В меню File->New-> Block Diagram/Schematic создается файл верхнего уровня для схемного описания проекта. Важно чтобы имя проекта совпадало с именем файла верней иерархии. Реализуемый проект состоит из двух блоков: фильтра-дециматора (фильтра-анализатора) и фильтра- интерполятора (фильтра-синтезатора). На примере рассматривается реализация фильтра-дециматора.

Для ускоренного создания проекта в появившемся окне необходимо нажать вкладку Symbol-> MegaWizard Plug-In Manadger.

Далее необходимо создать новую модель мегафункции. В следующем диалоговом окне необходимо указать путь и имя выходного файла, мегафункцию (FIR Compiler v8.1), а также следует выбрать семейство ПЛИС, на котором будет реализована данная мегафункция и язык описания (Verilog HDL).

Настройки поделены на две составляющие: создание и генерация коэффициентов мегафункцией (Floating Coefficient Set) или импорт коэффициентов из среды Matlab (Imported Coefficient Set).

Для генерации коэффициентов мегафункцией (fircompiler) необходимо в окне FilterType выбрать тип фильтра (Low Pass). Порядок фильтра, определяется количеством коэффициентов фильтра (Coefficients). Во вкладке Window Type выбирается метод, по которому будет осуществлен синтез АЧХ проектируемого фильтра. Синтез АЧХ осуществляется только методом окон. Этот недостаток компенсируется возможностью загрузки коэффициентов проектируемого фильтра, полученных, с использованием среды FDATool, входящий в Matlab. Во вкладках Cuttof Freq.1 и Sample Rate указывается граничная частота и частота дискретизации соответственно (50МГц и 102 МГц).

Во вкладке Rate Specification осуществляется выбор типа фильтра: дециматора, интерполятора. Во вкладке Factor выбирается индекс децимации / интерполяции (соответствует количеству каналов). Также в настройках можно выбрать разрядность входной шины данных, способ представления входных данных: signed - десятичное число со знаком, unsigned - десятичное число без знака, тип структуры проектируемого фильтра (полностью параллельная, последовательная), указать где будут храниться коэффициенты.

Далее проводится графический анализ влияния ошибок квантования коэффициентов фильтра на его АЧХ. Ошибки квантования - представление коэффициентов фиксированным набором битов, например 16 бит. Операции сложения и вычитания в формате с фиксированной запятой не приводят к необходимости округления результатов - они могут лишь вызвать переполнение. В отличие от сложения умножение чисел с фиксированной запятой приводит к увеличению числа значащих цифр результата и, следовательно, к необходимости округления. Если результат умножения по модулю не превышает единицы, то применение формата с плавающей запятой даст большую точность .

Однако операции сложения в формате с плавающей запятой могут приводить к потере точности. В данном случае выбирается опция преобразования из формата с плавающей запятой в формат с фиксированной запятой (закладка Floating point to fixed point conversion) c последующим масштабированием коэффициентов с точностью 16 бит. В соответствии с заданной точностью, мегафункция автоматически находит масштабный коэффициент.

На следующем этапе задается фактор интерполяции (или децимации) фильтра, если необходимо спроектировать интерполяционный или децимирующий фильтр (по умолчанию фактор задается равным 1). Следующий шаг - задание архитектуры проектируемого КИХ-фильтра (параллельная или последовательная) и конвейерных свойств фильтра: оптимизация по скорости работы (частоте) или по площади занимаемых ресурсов (число задействованных макроячеек) ПЛИС.

Реализация фильтра-интерполятора с помощью мегафункции будет аналогична.

Для создания входных и выходных выводов на разрабатываемой блок-схеме необходимо на панели инструментов выбрать вкладку Symbol. В левой части окна необходимо последовательно указать путь к библиотеке с нужными примитивами: altera/quartus81/libraries/primitives/pin/input. В правой части окна появится изображение выбранного примитива. В данном случае это входной вывод input. После нажатия клавиши ОК выбранный символ появится в основном поле программы. При таком вводе автоматически включается режим «Повторного ввода» (Repeat-insert-mode), при котором один символ можно вставить в несколько мест проекта. Введенный символ привязывается к курсору. Теперь при нажатии левой кнопки мыши символ вводится на указанное в данный момент место схемы. Далее его можно перевести в другое место схемы и там его аналогичным способом зафиксировать. Для завершения вставки достаточно нажать на клавиатуре клавишу ESC или на правую кнопку мыши.

Аналогичным образом вводятся все выводы, необходимые для создания проекта. После окончания ввода всех выводов необходимо перезаписать файл проекта.

Для данного проекта понадобится 3 входных вывода (вход для сброса, вход для синхроимпульса и вывод для входной последовательности) и один выходной вывод (для выходной последовательности).

После соединения всех выводов с функциональными блоками необходимо произвести компиляцию проекта, запустив полную компиляцию проекта, выбрав в меню «Обработка» (Processing) команду «Пуск компилятора» (Start Compilation). Компилятор пакета Quartus II состоит из ряда модулей, выполняющих следующие функции:

· проверка проекта на наличие ошибок;

· логический синтез;

· размещение и разводка проекта в ПЛИС;

· генерация выходных файлов для моделирования проекта;

· анализ временных характеристик;

· программирование.

В начале компиляции проекта из него извлекается информация об иерархических связях между составляющими его файлами, и описание проекта проверяется на наличие основных ошибок. Затем создается организационная карта проекта, и все файлы преобразуются в единую базу данных, с которой в последствие и будет работать система.

Компилятор создает файлы для программирования и конфигурирования ПЛИС фирмы Altera.

Промежуточные и окончательные результаты компиляции в системе Quartus II можно посмотреть в окне «Отчет о компиляции» (Compilation Report). На рисунке представлен отчет о компиляции проекта.

Отчет о компиляции проекта

Как видно из рисунка данный проект занимает 52% логических элементов ПЛИС, что означает наличие незадействованных ячеек, а следовательно, посредством перепрограммирования ПЛИС можно дополнить список функций реализуемых на ПЛИС.

После компиляции проекта доступно моделирование (Simulation), которое позволяет определить реакцию разработанного проекта на заданное входное воздействие, то есть позволяет убедиться в правильности его функционирования.

Цифровой банк фильтров имеет три входа и один выход. На вход clock подается последовательность синхроимпульсов, на вход reset единичный импульс для сброса предыдущих состояний ЦФ, на вход in_data подается сигнал, подлежащий фильтрации. С выхода out_data снимается отфильтрованный сигнал.

Список литературы

1. ДИСС - База знаний (электронный ресурс). - Режим доступа: http://www.avsim.su/wiki/ДИСС

2. Доплеровский измеритель скорости и сноса (электронный ресурс). - Режим доступа: http://ru.wikipedia.org/wiki/Доплеровский_измеритель_скорости_и_сноса

3. Л. Азаренков, И. Канатов, Д. Каплун. Банк Цифровых фильтров // Компоненты и технологии. - 2007. - №10. - С. 156-161

4. Цифровые банки фильтров: анализ, синтез и применение в мультимедиасистемах: Учеб. метод. пособие по курсу «Теория и применение ЦОС»/ Сост. и общ. ред. А.А. Петровский, М. Парфенюк, А. Борович, М.З. Лившиц. - Минск: БГУИР, 2006. - 82 с.

5. А. Беляев, Т. Солохина, В. Юдинцев. Современные устройства цифровой обработки сигналов. Вместе или врозь // Электроника: наука, технология, бизнес. - 2009. - №1

6. DSP модуль для обработки радиолокационных сигналов на основе TMS320C5410A и Altera Cyclone EP1C6T144 (электронный ресурс). - Режим доступа: http://cad.ntu-kpi.kiev.ua/~dsplab/ru/publish/C5410_and_Altera

7. А.Б. Сергиенко «Цифровая обработка сигналов» - СПб.: Питер, 2002. - 608 с.

8. Cyclone II Device Handbook - Altera corporation, 2008. - 470 с.

9. Линейная частотная модуляция (электронный ресурс). - Режим доступа:

http://ru.wikipedia.org/wiki/Линейная_частотная_модуляция

10. Общая технология проектирования в среде Quartus II: Учеб.метод. пособие по курсу «Схемотехническое проектирование ЭВС»/ Сост. и общ. ред. Ю.Ф. Опадчий. - Москва: МАТИ, 2005. - 79 с.: ил.

11. Quartus II Handbook Version 8.1 - Altera corporation, 2008. - 2496 с.

12. Андрей Строгонов. Проектирование цифровых фильтров в системе MATLAB/Simulink и САПР ПЛИС Quartus // Компоненты и технологии. - 2008. - №6. - С. 122-126.

13. Дубровский Н.А. Организация производства: Учеб.-метод. комплекс. - Новополоцк: УО «ПГУ», 2006. - 368 с.

15. Охрана труда: Учеб.-метод. комплекс/ сост. И.Н. Клышко, Н.С. Дмитриченко, Л.Д. Петрусенко; под общ. ред. И.Н. Клышко. - Новополоцк: ПГУ, 2006. - 196 с.

16. Защита населения и хозяйственных объектов в чрезвычайных ситуациях: Учеб.-метод. комплекс для студ. технических, финансово-экономических и юридических спец./ Сост. и общ. ред. Э.П. Калвана. - Новополоцк: ПГУ, 2005. - 356 с.

Размещено на Allbest.ru

Подобные документы

Самолетные и вертолетные доплеровские измерители скорости и угла сноса (ДИСС). Разработка цифрового фильтра для системы ДИСС. Требования к разрабатываемому устройству. Теоретические основы реализации цифровой фильтрации. Экономическое обоснование проекта.

дипломная работа , добавлен 11.02.2013


Цифровой фильтр с заданными характеристиками: рабочие коэффициенты, передаточная функция, параметры и структура. Программная и аппаратная реализация спроектированного фильтра, его тестирование. Особенности режимов работы фильтра в полосе пропускания.

контрольная работа , добавлен 19.09.2012


Разработка общего алгоритма функционирования цифрового фильтра нижних частот. Разработка и отладка программы на языке команд микропроцессора, составление и описание электрической принципиальной схемы устройства. Быстродействие и устойчивость фильтра.

курсовая работа , добавлен 28.11.2010


Разработка математической модели цифрового фильтра нижних частот. Структурная и электрическая принципиальная схемы системы с обоснованием выбора элементов. Время выполнения программы работы цифрового фильтра. Оценка инструментальной погрешности системы.

курсовая работа , добавлен 13.06.2016


Нахождение коэффициентов фильтра с помощью программного пакета MatLab. Структурная схема прямой канонической формы фильтра. Листинг программного пакета visual DSP++. Построение амплитудно-частотной характеристики синтезированного фильтра, расчет графика.

курсовая работа , добавлен 23.04.2013


Расчет цифрового фильтра нижних частот с конечной импульсной характеристикой. Синтез фильтра методом окна (параболического типа). Свойства фильтра: устойчивость, обеспечение совершенно линейной фазочастотной характеристики. Нахождение спектра сигнала.

курсовая работа , добавлен 07.07.2009


Изучение сущности цифровой фильтрации - выделения в определенном частотном диапазоне с помощью цифровых методов полезного сигнала на фоне мешающих помех. Особенности КИХ-фильтров. Расчет цифрового фильтра. Моделирование работы цифрового фильтра в MatLab.

курсовая работа , добавлен 21.09.2010


Изучение методов цифровой фильтрации в обработке сигналов. Исследование способов синтеза бесконечной импульсной характеристики приборов для очищения жидкостей процеживанием. Особенность имитирования фильтров нижних частот в программной среде Matlab.

дипломная работа , добавлен 20.05.2017


Линейно частотно-манипулированные сигналы. Создание согласованного фильтра и его импульсной характеристики. Создание накопителя и прохождение через него. Функциональная схема цифрового согласованного обнаружителя сигналов. Создание ЛЧМ–сигнала.

курсовая работа , добавлен 07.05.2011


Расчет цифрового и аналогового фильтра-прототипа. Структурные схемы и реализационные характеристики фильтра. Синтез цифрового фильтра в системе программирования MATLAB. Частотные и импульсные характеристики цифрового фильтра, карта его нулей и полюсов.