MOSFET-urile de putere și tranzistoarele bipolare cu poartă izolată (IGBT) sunt elementele de bază ale electronicii moderne de putere și sunt utilizate ca elemente de comutare pentru curenți și tensiuni mari. Cu toate acestea, pentru a potrivi semnalele de control logic de joasă tensiune cu nivelurile de control ale porții ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT, sunt necesare dispozitive intermediare de potrivire - drivere de înaltă tensiune (în continuare, pentru concizie, prin „driver de înaltă tensiune” vom înțelege „înaltă tensiune”. drivere de tensiune ale tranzistoarelor MOSFET și IGBT”).

În cele mai multe cazuri, se utilizează următoarea clasificare a driverelor de înaltă tensiune:

• Drivere independente ale brațelor superioare și inferioare ale semi-podului, integrate într-un singur cip ( Șofer lateral înalt și jos);
• Driverele superioare și inferioare ale piciorului conectate într-un circuit de jumătate de punte ( Șofer pe jumătate de pod);
• Conducători de braț ( Șofer partea înaltă);
• Drivere cu brațul jos ( Șofer partea joasă).

În fig. Figura 1 prezintă circuitele de control corespunzătoare acestor tipuri de drivere.

Orez. 1.

În primul caz (Fig. 1a), două sarcini independente sunt controlate de la un singur semnal de control. În consecință, sarcinile sunt conectate între sursa tranzistorului inferior și magistrala de alimentare de înaltă tensiune (driver de jos), precum și între scurgerea tranzistorului superior și masă (driver de înaltă). Așa-numitele puncte medii (drenarea tranzistorului superior și sursa tranzistorului inferior) nu sunt conectate între ele.

În al doilea caz (Fig. 1b), punctele de mijloc sunt conectate. Mai mult, sarcina poate fi conectată atât la brațul superior, cât și la cel inferior, dar conectată la punctul de mijloc în același mod ca un circuit cu jumătate de punte (așa-numitul circuit cu punte completă). Strict vorbind, în schema 1a, nimic nu vă împiedică să conectați punctele de mijloc. Dar, în acest caz, cu o anumită combinație de semnale de intrare, este posibil ca două tranzistoare să se deschidă simultan și, în consecință, un curent excesiv de mare să curgă de la magistrala de înaltă tensiune către pământ, ceea ce va duce la defectarea unuia sau ambii tranzistori simultan. Eliminarea unei astfel de situații în această schemă este preocuparea dezvoltatorului. În driverele cu semi-punte (circuitul 1b), această situație este eliminată la nivelul logicii de control intern a microcircuitului.

În al treilea caz (1c), sarcina este conectată între drenajul tranzistorului superior și masă, iar în al patrulea (1d) - între sursa tranzistorului inferior și magistrala de alimentare de înaltă tensiune, adică. Două „jumătăți” ale circuitului 1a sunt implementate separat.

În ultimii ani, STMicroelectronics s-a concentrat (în nișa driverelor de înaltă tensiune) doar pe șoferii din primele două tipuri (familii L638xȘi L639x, despre care se va discuta mai jos). Cu toate acestea, modelele anterioare conțin cipuri de driver care controlează pornirea sau oprirea unui singur tranzistor MOSFET sau IGBT (categoria „Single” în termenii STMicroelectronics). Cu un anumit circuit de comutare, acești drivere pot controla sarcina atât a brațului superior, cât și a celui inferior. Să notăm și microcircuitul TD310 - trei șoferi independenți într-o singură carcasă. Această soluție va fi eficientă la controlul unei sarcini trifazate. STMicroelectronics clasifică acest cip drept driver de categorie „Multiple”.

L368x

Tabelul 1 prezintă compoziția și parametrii familiei de microcircuite L368x. Circuitele integrate din această familie includ atât drivere independente de înaltă și joasă parte (H&L) cât și drivere semi-bridge (HB).

Tabelul 1. Parametrii driverului familiei L638x

Să explicăm câțiva parametri:

V OFFSET - tensiunea maximă posibilă între sursa tranzistorului superior și masă;

I O+ (I O-) - curent de ieșire maxim atunci când tranzistorul superior (inferior) al etajului de ieșire al microcircuitului este deschis;

T ON (T OFF) — întârziere de propagare a semnalului de la intrările HIN și LIN la ieșirile HO și LO atunci când este pornit (oprit);

T DT - timpul de pauză - un parametru legat de driverele semi-bridge. La schimbarea stărilor active, circuitul logic introduce forțat pauze pentru a evita pornirea simultană a brațelor superioare și inferioare. De exemplu, dacă brațul inferior este oprit, atunci ambele brațe sunt oprite pentru un timp și abia apoi cel de sus se aprinde. Și, dimpotrivă, dacă brațul superior este oprit, atunci ambele brațe sunt oprite pentru o perioadă de timp, apoi cel de jos se aprinde. Acest timp poate fi fie fixat (ca în L6388E), sau setați prin selectarea valorii rezistenței externe corespunzătoare (ca în L6384E).

Control. Circuitele integrate ale driverelor laterale superioare și inferioare independente sunt controlate prin intrările HIN și LIN. Mai mult, nivelul ridicat al semnalului logic pornește, respectiv, brațul superior sau inferior al șoferului. În plus, cipul L6386E folosește o intrare SD suplimentară, care oprește ambele brațe, indiferent de starea la intrările HIN și LIN.

Cipul L6384E utilizează semnale SD și IN. Semnalul SD oprește ambele picioare, indiferent de starea de la intrarea IN. Semnalul IN = 1 este echivalent cu combinația de semnal (HIN = 1, LIN = 0) și, invers, IN = 0 este echivalent cu combinația de semnal (HIN = 0, LIN = 1). Astfel, pornirea simultană a tranzistoarelor laterale superioare și inferioare este imposibilă în principiu.

În cipul L6388E, controlul se realizează prin intrările HIN și LIN, deci este, în principiu, posibilă aplicarea unei combinații (HIN = 1, LIN = 1) intrărilor, dar circuitul logic intern o convertește într-o combinație ( HIN = 0, LIN = 0), eliminând astfel pornirea simultană a ambelor tranzistoare.

În ceea ce privește parametrii, să începem cu cipurile de tip H&L.

Valoarea V OFFSET egală cu 600 Volți este, într-un sens, un standard pentru microcircuite din această clasă.

Valoarea curentului de ieșire I O+ (I O-), egală cu 400/650 mA, este un indicator mediu, concentrat pe tranzistoarele tipice de uz general. În comparație cu familia de microcircuite IRS (generația G5 HVIC), International Rectifier oferă în principal microcircuite cu un parametru 290/600 mA. Linia International Rectifier include însă și modele cu parametri de 2500/2500 mA (IRS2113) și viteză puțin mai mică, sau microcircuite cu curenți de ieșire de până la 4000/4000 mA (IRS2186). Adevărat, în acest caz, timpul de comutare comparativ cu L6385E crește la o valoare de 170/170 ns.

Timp de comutare. Valorile T ON (T OFF) egale cu 110/105 ns (pentru L6385E) depășesc valori similare pentru microcircuite din familia IRS (deși nu foarte semnificativ). International Rectifier a obținut cea mai bună performanță (60/60 ns) în modelul IRS2011, dar prin reducerea tensiunii VOFFSET la 200 V.

Cu toate acestea, observăm că STMicroelectronics oferă drivere în care firul comun al etajelor de intrare (joasă tensiune) și de ieșire (înaltă tensiune) este același. International Rectifier, pe lângă cipurile cu o arhitectură similară, oferă drivere cu magistrale comune separate pentru etapele de intrare și de ieșire.

Comparând parametrii driverului semi-punt L6384E cu produsele International Rectifier, putem concluziona că este inferior (atât în ​​ceea ce privește curenții de ieșire, cât și viteza) doar modelului IRS21834, care implementează logica de intrare HIN/-LIN. Dacă logica de intrare IN/-SD este critică, driverul L6384E depășește produsele International Rectifier.

Să aruncăm o privire mai atentă la cipul driverului L6385E, a cărui structură și diagramă de conectare sunt prezentate în Fig. 2.

Orez. 2.

Cipul conține două drivere independente ale părții superioare (ieșire HVG) și ale părții inferioare (ieșire LVG). Implementarea driverului low-side este destul de banală, deoarece potențialul la pinul GND este constant și, prin urmare, sarcina este de a converti semnalul logic de intrare de joasă tensiune LIN la nivelul de tensiune la ieșirea LVG necesar pentru a porni tranzistor lateral. În partea superioară, potențialul la pinul OUT se modifică în funcție de starea tranzistorului inferior. Există diverse soluții de circuit utilizate pentru a construi o cascadă a brațului superior. În acest caz, se utilizează un circuit de control bootstrap relativ simplu și ieftin (circuit cu o sursă de alimentare „plutitoare”). Într-o astfel de schemă, durata impulsului de control este limitată de valoarea capacității bootstrap. În plus, este necesar să se asigure condiții pentru încărcarea sa constantă folosind o cascadă de schimbare a nivelului de înaltă tensiune, cu acțiune rapidă. Această cascadă asigură conversia semnalelor logice la nivelurile necesare pentru funcționarea stabilă a circuitului de control al tranzistorului de înaltă parte.

Dacă tensiunea de control scade sub o anumită limită, tranzistoarele de ieșire pot intra în modul liniar, ceea ce, la rândul său, va duce la supraîncălzirea cristalului. Pentru a preveni acest lucru, trebuie utilizate circuite de monitorizare a tensiunii (UVLO). Blocare sub tensiune) atât pentru umărul superior (control potențial V BOOT) cât și pentru umărul inferior (control potențial V CC).

Driverele moderne de înaltă tensiune tind să integreze o diodă bootstrap în pachetul de circuite integrate. Datorită acestui fapt, nu este nevoie să folosiți o diodă externă, care este destul de voluminoasă în comparație cu cipul de driver în sine. Dioda de bootstrap încorporată (mai precis, un circuit bootstrap) este utilizată nu numai în driverul L6385E, ci și în toate celelalte microcircuite ale acestei familii.

L6386E este o variantă a lui L6385E cu caracteristici suplimentare. Structura și schema de conectare sunt prezentate în Fig. 3.

Orez. 3.

Principalele diferențe dintre L6386E și L6385E.În primul rând, a fost adăugată o intrare SD suplimentară, un nivel scăzut al semnalului la care oprește ambii tranzistori, indiferent de starea intrărilor HIN și LIN. Adesea folosit ca semnal de oprire de urgență, care nu este asociat cu circuitul de generare a semnalului de control de intrare. În al doilea rând, a fost adăugată o etapă pentru a controla curentul care curge prin tranzistorul de treaptă inferioară. Comparând cu diagrama anterioară, vedem că scurgerea tranzistorului din partea inferioară este conectată la masă nu direct, ci printr-un rezistor de curent (senzor de curent). Dacă scăderea de tensiune peste ea depășește valoarea de prag V REF, atunci se formează un nivel scăzut la ieșirea DIAG. Rețineți că această stare nu afectează funcționarea circuitului, ci este doar un indicator.

Câteva cuvinte despre utilizarea cipurilor din familia L638x. Spațiul limitat al articolului nu ne permite să luăm în considerare exemple de aplicații, cu toate acestea, documentul „Ghid de aplicare L638xE” de la STMicroelectronics oferă exemple de circuit de control al motorului trifazat, un circuit de balast pentru lampă fluorescentă reglabilă, convertoare DC/DC cu diverse arhitecturi și o serie de altele. De asemenea, sunt prezentate diagrame ale plăcilor demonstrative pentru toate microcircuitele din această familie (inclusiv topologia plăcilor cu circuite imprimate).

Pentru a rezuma analiza familiei L638x, observăm: fără a avea caracteristici unice în nici un parametru individual, driverele acestei familii sunt printre cele mai bune din industrie atât în ​​ceea ce privește totalitatea parametrilor, cât și soluțiile tehnice utilizate.

Familia de drivere de înaltă tensiune
jumătate pod L639x

La prima vedere, microcircuitele din această familie pot fi considerate o dezvoltare a microcircuitului L6384E. Cu toate acestea, atunci când se analizează funcționalitatea driverelor din familia L639x, este foarte dificil să recunoaștem L6384E ca prototip (cu excepția, poate, din cauza absenței altor drivere semi-bridge din linia STMicroelectronics). Tabelul 2 prezintă compoziția și parametrii familiei de microcircuite L639x.

Masa 2. Parametrii driverului familiei L639x

Caracteristica principală a acestei familii de microcircuite este prezența unor elemente încorporate suplimentare: un amplificator operațional sau un comparator (pentru L6390 - ambii). În fig. Figura 4 prezintă structura și schema de circuit a cipului L6390.

Orez. 4.

Ce avantaje oferă elementele suplimentare în aplicațiile practice? Amplificatoare operaționale (în L6390 și L6392) sunt concepute pentru a măsura curentul care circulă prin sarcină. Mai mult decât atât, deoarece ambele ieșiri (OP+ și OP-) sunt disponibile, devine posibil să se genereze atât o valoare absolută, cât și o abatere de la o anumită tensiune de referință (corespunzând, de exemplu, valorii maxime admisibile) la ieșirea corespunzătoare a microcircuitului. . În driverul L6390, comparatorul îndeplinește o funcție foarte specifică de „închidere inteligentă” ( Oprire inteligentă) - adică Când curentul maxim admisibil în sarcină este depășit, comparatorul începe să influențeze logica driverului și asigură deconectarea lină a sarcinii. Viteza de oprire este setată de circuitul RC conectat la pinul SD/OD. Mai mult, deoarece această ieșire este bidirecțională, poate fi fie o ieșire de indicație de eroare pentru microcontrolerul de control, fie o intrare pentru oprire forțată.

Toate microcircuitele conțin logica de protecție împotriva deschiderii simultane a tranzistoarelor laterale superioare și inferioare și, în consecință, formarea unei pauze atunci când starea de ieșire se schimbă. Timpul de pauză T DT pentru toate microcircuitele din familie este programabil și este determinat de valoarea rezistenței conectate la pinul DT.

Logica de control în L6390 și L6392 același tip - semnale HIN, LIN și SD.

Diferența de cip L6393 de la L6390 și L6392 nu este doar absența unui amplificator operațional. Comparatorul din L6393 este independent de restul elementelor circuitului și, în principiu, poate fi utilizat în scopuri arbitrare. Cu toate acestea, cea mai rezonabilă aplicație este controlul curentului și generarea unui semn de exces (prin analogie cu pinul DIAG din cipul L6386E discutat mai sus). Principala diferență este în logica de control - combinația de semnale de control FAZĂ, FRANĂ și SD este destul de rară (dacă nu unică) pentru microcircuite din această clasă. Ciclograma de control este prezentată în Fig. 5.

Orez. 5.

Ciclograma este axată pe controlul direct de la semnalele motorului, de exemplu, curent continuu și implementează așa-numitul. mecanism de oprire întârziată. Să presupunem că FRÂNĂ este un semnal către actuator, adică. nivelul său scăzut pornește motorul indiferent de starea semnalului FAZĂ. Din nou, să presupunem că FAZA este un semnal de la un senzor de feedback, cum ar fi un senzor de frecvență montat pe arborele motorului sau un senzor de limită care indică un punct de întrerupere. Apoi, un nivel ridicat al semnalului FRÂNĂ nu va opri motorul imediat, ci doar printr-un front pozitiv al semnalului FAZĂ. De exemplu, dacă vorbim despre o acționare a căruciorului, atunci un semnal de oprire (nivel ridicat de FRÂNĂ) poate fi dat în prealabil, dar oprirea va avea loc doar într-un anumit punct (când este declanșat senzorul de FAZĂ).

În fig. Figura 6 prezintă structura și schema de circuit a cipului L6393.

Orez. 6.

Despre parametri. Curenții de ieșire I O+ (I O-) de 270/430 mA sunt inferioare CI-urilor International Rectifier (care, după cum sa menționat mai sus, au de obicei 290/600 mA). Cu toate acestea, parametrii dinamici T ON /T OFF (125/125 ns) sunt superiori (și adesea semnificativ) tuturor cipurilor din familia IRS.

Concluzii asupra familiei L639x. Cu caracteristici cantitative suficient de ridicate, ceea ce ne permite în sine să clasificăm familia L639x drept unul dintre liderii industriei, funcțiile suplimentare oferă un salt calitativ, deoarece ne permit să implementăm într-un singur cip acele funcții care au fost implementate anterior folosind o serie de componente.

Concluzie

Desigur, gama de drivere de înaltă tensiune de la STMicroelectronics nu poate fi considerată foarte largă (cel puțin în comparație cu produse similare de la International Rectifier). Cu toate acestea, caracteristicile cantitative și calitative ale familiilor analizate nu sunt inferioare celor mai bune produse IR.

Vorbind despre driverele de tranzistoare MOSFET și IGBT, nu se poate să nu menționăm tranzistoarele înșiși; STMicroelectronics produce o gamă destul de largă de efecte de câmp (de exemplu MDMESH V și SuperMesh3) și tranzistori bipolari cu o poartă izolată. Deoarece aceste componente electronice au fost tratate recent în această revistă, ele sunt lăsate în afara domeniului de aplicare al acestui articol.

Și, în sfârșit, așa cum am menționat mai sus, linia STMicroelectronics de drivere de tranzistori MOSFET și IGBT nu se termină cu drivere semi-bridge. Gama de drivere din categoriile „Single” și „Multiple” și parametrii acestora pot fi găsite pe site-ul oficial al companiei STMicroelectronics - http://www.st.com/ .

Literatură

1. Ghid de aplicație L638xE // document ST Microelectronics an5641.pdf.

2. Yachmennikov V. Creșterea eficienței cu tranzistoare MDmesh V // Electronics News, nr. 14, 2009.

3. Ilyin P., Alimov N. Review of MOSFET and IGBT by STMicroelectronics // Electronics News, No. 2, 2009.

4. Medjahed D. Soluții foarte eficiente bazate pe tranzistoare SuperMESH3 // Electronics News, Nr. 16, 2009.

MDMEDH V în carcasă PowerFlat

STMicroelectronics, un lider global în MOSFET-uri de putere, a dezvoltat un nou pachet PowerFlat cu performanțe îmbunătățite, conceput special pentru aplicații de montare la suprafață, pentru familia de tranzistoare MDMESH V. Dimensiuni carcasa 8x8 mm cu inaltimea de 1 mm (PowerFlat 8x8 HV). Înălțimea sa redusă vă permite să creați surse de alimentare mai subțiri, precum și să reduceți dimensiunea plăcii de circuit imprimat sau să creșteți densitatea instalației. Contactul de scurgere din carcasa PowerFlat este o suprafață metalică mare expusă, care îmbunătățește disiparea căldurii și, prin urmare, îmbunătățește fiabilitatea. Această carcasă este capabilă să funcționeze în intervalul de temperatură -55…150°C.

Tranzistoarele din familia MDMESH V sunt cele mai bune tranzistoare din lume în ceea ce privește rezistența canalului deschis în domeniul de tensiune de funcționare de 500...650 V. De exemplu, tranzistoarele din serie STW77N65M5 din familia MDMESH V au o valoare maximă Rdson de 0,033 Ohm și un curent static maxim de 69 A pentru o tensiune de funcționare de 650 V. Mai mult, sarcina de poartă a unui astfel de tranzistor este de doar 200 nK. STL21N65M5 — Acesta este primul tranzistor din familia MDMESH V dintr-un pachet PowerFlat. La o tensiune de funcționare de 650 V, tranzistorul STL21N65M5 are o rezistență pe canal deschis de 0,190 ohmi și un curent static maxim de 17 A, în timp ce sarcina de poartă este de 50 nK.

Despre ST Microelectronics

MOP (în burgheză MOSFET) înseamnă Metal-Oxide-Semiconductor, din această abreviere structura acestui tranzistor devine clară.

Dacă este pe degete, atunci are un canal semiconductor care servește ca o placă a condensatorului, iar a doua placă este un electrod metalic situat printr-un strat subțire de oxid de siliciu, care este un dielectric. Când se aplică tensiune pe poartă, acest condensator este încărcat, iar câmpul electric al porții trage încărcături către canal, drept urmare în canal apar sarcini mobile care pot forma un curent electric, iar rezistența sursei de scurgere scade. brusc. Cu cât tensiunea este mai mare, cu atât mai multe încărcări și rezistența mai scăzută, ca urmare, rezistența poate scădea la valori mici - sutimi de ohm, iar dacă creșteți tensiunea mai mult, o defalcare a stratului de oxid și a tranzistorului Khan. o să se întâmple.

Avantajul unui astfel de tranzistor, în comparație cu unul bipolar, este evident - trebuie aplicată tensiune pe poartă, dar deoarece este un dielectric, curentul va fi zero, ceea ce înseamnă necesarul. puterea de a controla acest tranzistor va fi redusă, de fapt, consuma doar in momentul comutarii, cand condensatorul se incarca si se descarca.

Dezavantajul provine din proprietatea sa capacitivă - prezența capacității pe poartă necesită un curent de încărcare mare la deschidere. În teorie, egal cu infinitul pe perioade de timp infinit de mici. Și dacă curentul este limitat de un rezistor, atunci condensatorul se va încărca lent - nu există nicio scăpare din constanta de timp a circuitului RC.

Tranzistoarele MOS sunt P și N conductă. Au același principiu, singura diferență este polaritatea purtătorilor de curent din canal. În consecință, în direcții diferite ale tensiunii de control și includerea în circuit. Foarte des tranzistorii sunt fabricați sub formă de perechi complementare. Adică, există două modele cu exact aceleași caracteristici, dar unul dintre ele este canalul N, iar celălalt este canalul P. Marcajele lor, de regulă, diferă cu o cifră.

Cel mai popular al meu MOP tranzistoarele sunt IRF630(canal n) și IRF9630(canal p) la un moment dat am făcut cam o duzină de ele de fiecare tip. Posedă un corp nu foarte mare TO-92 acest tranzistor poate trage prin el însuși până la 9A. Rezistența sa deschisă este de numai 0,35 Ohm.
Cu toate acestea, acesta este un tranzistor destul de vechi; acum există lucruri mai cool, de exemplu IRF7314, capabil să transporte același 9A, dar în același timp se potrivește într-o carcasă SO8 - de dimensiunea unui pătrat de notebook.

Una dintre problemele de andocare MOSFET tranzistorul și microcontrolerul (sau circuitul digital) este că, pentru a se deschide complet până când este complet saturat, acest tranzistor trebuie să conducă mai multă tensiune pe poartă. De obicei, acesta este de aproximativ 10 volți, iar MK poate scoate maximum 5.
Există trei opțiuni:

Alegerea unui tranzistor nu este, de asemenea, foarte dificilă, mai ales dacă nu vă deranjați cu limitarea modurilor. În primul rând, ar trebui să vă îngrijorați valoarea curentului de scurgere - I Drain sau eu D alegeți un tranzistor pe baza curentului maxim pentru sarcina dvs., de preferință cu o marjă de 10 la sută. Următorul parametru important pentru dvs. este VGS- Tensiunea de saturație Source-Gate sau, mai simplu, tensiunea de control. Uneori este scris, dar mai des trebuie să te uiți la diagrame. Se caută un grafic al caracteristicii de ieșire Dependență eu D din VDS la valori diferite VGS. Și îți dai seama ce fel de regim vei avea.

De exemplu, trebuie să alimentați motorul la 12 volți, cu un curent de 8A. Ai distrus driverul și ai doar un semnal de control de 5 volți. Primul lucru care mi-a venit în minte după acest articol a fost IRF630. Curentul este potrivit cu o marjă de 9 A față de 8 necesar. Dar să ne uităm la caracteristica de ieșire:

Dacă intenționați să utilizați PWM pe acest comutator, atunci trebuie să vă întrebați despre timpii de deschidere și de închidere a tranzistorului, să alegeți cel mai mare și, raportat la timp, să calculați frecvența maximă de care este capabil. Această cantitate se numește Întârziere comutator sau t on,t off, în general, ceva de genul acesta. Ei bine, frecvența este 1/t. De asemenea, este o idee bună să vă uitați la capacitatea porții C iss Pe baza acestuia, precum și a rezistenței de limitare din circuitul de poartă, puteți calcula constanta de timp de încărcare a circuitului de poartă RC și puteți estima performanța. Dacă constanta de timp este mai mare decât perioada PWM, atunci tranzistorul nu se va deschide/închide, ci va atârna într-o stare intermediară, deoarece tensiunea de la poarta sa va fi integrată de acest circuit RC într-o tensiune constantă.

Când manipulați acești tranzistori, țineți cont de faptul că Nu se tem doar de electricitatea statică, ci FOARTE PUTERNICI. Este mai mult decât posibil să pătrunzi în oblon cu o încărcare statică. Deci, cum l-am cumpărat? imediat în folieși nu-l scoateți până nu îl sigilați. Mai întâi împămânți-te la baterie și pune-ți o pălărie de folie :).

Tranzistoarele de putere IGBT și MOSFET au devenit principalele elemente utilizate în convertoarele de comutare de mare putere. Caracteristicile lor statice și dinamice unice fac posibilă crearea de dispozitive capabile să livreze zeci și chiar sute de kilowați la sarcină cu dimensiuni minime și o eficiență care depășește 95%.

Ceea ce au în comun IGBT-urile și MOSFET-urile este o poartă izolată, care are ca rezultat caracteristici de acționare similare. Datorită coeficientului negativ de temperatură al curentului de scurtcircuit, a devenit posibilă crearea tranzistoarelor rezistente la scurtcircuit. Acum tranzistoarele cu un timp de supracurent standardizat sunt produse de aproape toate companiile lider.

Absența curentului de control în modurile statice face posibilă abandonarea circuitelor de control bazate pe elemente discrete și crearea circuitelor de control integrate - drivere. În prezent, o serie de companii, precum International Rectifier, Hewlett-Packard, Motorola, produc o gamă largă de dispozitive care controlează un singur tranzistor, semi-punturi și punți - în două și trifazate. Pe lângă faptul că furnizează curent de poartă, acestea sunt, de asemenea, capabile să îndeplinească o serie de funcții auxiliare, cum ar fi protecția la supracurent și scurtcircuit ( Protecție la supracurent, protecție la scurtcircuit) și căderea de tensiune de control ( Blocare sub tensiune- UVLO). Pentru elementele cheie cu o poartă de control, o scădere a tensiunii de control este o condiție periculoasă. În acest caz, tranzistorul poate intra în modul liniar și poate eșua din cauza supraîncălzirii cristalului.

Poate fi dificil pentru utilizatori să înțeleagă gama largă de microcircuite produse în prezent pentru utilizare în circuitele de putere, în ciuda asemănării caracteristicilor lor de bază. Acest articol discută caracteristicile utilizării celor mai populare drivere produse de diverse companii.

Principala funcție auxiliară a driverelor este protecția la supracurent. Pentru a înțelege mai bine funcționarea circuitului de protecție, este necesar să se analizeze comportamentul tranzistorilor de putere în modul de scurtcircuit (sau scurtcircuit - o abreviere familiară dezvoltatorilor).

Cauzele supraîncărcărilor de curent sunt variate. Cel mai adesea acestea sunt cazuri de urgență, cum ar fi o defecțiune a carcasei sau un scurtcircuit de sarcină.

Supraîncărcarea poate fi cauzată și de caracteristicile circuitului, cum ar fi tranzitorii sau curentul de recuperare invers al diodei din partea opusă. Astfel de suprasarcini trebuie eliminate prin metode de inginerie a circuitelor: utilizarea circuitelor de modelare a traiectoriei (snubbers), alegerea unei rezistențe de poartă, izolarea circuitelor de control de magistralele de alimentare etc.

Pornirea tranzistorului în timpul unui scurtcircuit în circuitul de sarcină

Schema schematică și diagramele de tensiune corespunzătoare acestui mod sunt prezentate în Fig. 1 a și 2. Toate graficele au fost obținute prin analiza circuitelor folosind programul PSpice. Pentru analiză, au fost utilizate modele îmbunătățite de tranzistoare MOSFET de la International Rectifier și macromodele de IGBT și drivere dezvoltate de autorul articolului.

Orez. 2

Scurtcircuit al sarcinii la tranzistorul pornit

Orez. 3

După cum s-a menționat, valoarea permanentă a curentului de scurtcircuit este determinată de tensiunea de la poartă. Cu toate acestea, reducerea acestei tensiuni duce la o creștere a tensiunii de saturație și, în consecință, la o creștere a pierderilor de conducție. Rezistența la scurtcircuit este strâns legată de transconductanța tranzistorului. IGBT-urile cu câștig de curent ridicat au o tensiune de saturație scăzută, dar un timp scurt de suprasarcină. De regulă, tranzistoarele care sunt cele mai rezistente la scurtcircuite au o tensiune de saturație ridicată și, prin urmare, pierderi mari.

Curentul de scurtcircuit admisibil al unui IGBT este mult mai mare decât cel al unui tranzistor bipolar. Este de obicei egal cu de 10 ori curentul nominal la tensiunile de poartă admise. Companii de vârf, precum International Rectifier, Siemens, Fuji, produc tranzistori care pot rezista la astfel de suprasarcini fără deteriorare. Acest parametru este specificat în datele de referință pentru tranzistori și se numește raportul de scurtcircuit, iar timpul de suprasarcină permis este tsc - Timp de rezistență la scurtcircuit.

Răspunsul rapid al circuitului de protecție este în general util pentru majoritatea aplicațiilor. Utilizarea unor astfel de circuite în combinație cu IGBT-uri foarte rentabile crește eficiența circuitului fără a compromite fiabilitatea.

Utilizarea driverelor pentru a vă proteja împotriva supraîncărcărilor

Să luăm în considerare metodele de oprire a tranzistorilor în modul de suprasarcină folosind exemplul driverelor fabricate de International Rectifier, Motorola și Hewlett-Packard, deoarece aceste microcircuite vă permit să implementați funcțiile de protecție cel mai bine.

Conducător de braț

Orez. 4. Structura driver IR2125

În fig. 4 prezintă o diagramă bloc, iar Fig. 5 - schema de conectare tipică pentru driverul IR2125 folosind funcția de protecție la suprasarcină. Pinul 6 - CS este folosit în acest scop. Tensiunea de răspuns la protecție este de 230 mV. Pentru a măsura curentul, în emițător este instalat un rezistor RSENSE, a cărui valoare și divizorul R1, R4 determină curentul de protecție.

Orez. 5. Schema de conectare IR2125

După cum sa menționat mai sus, dacă tensiunea de poartă este redusă atunci când are loc o suprasarcină, perioada de recunoaștere a modului de urgență poate fi mărită. Acest lucru este necesar pentru a exclude fals pozitive. Această funcție este implementată în cipul IR2125. Condensatorul C1 conectat la pinul ERR determină timpul de analiză pentru starea de suprasarcină. La C1 = 300 pF, timpul de analiză este de aproximativ 10 μs (acesta este timpul necesar pentru a încărca condensatorul la o tensiune de 1,8 V - tensiunea de prag a comparatorului de circuit EROARE DE TEMPORIZARE conducător auto). În acest timp, circuitul de stabilizare a curentului colectorului este pornit, iar tensiunea de poartă scade. Dacă starea de suprasarcină nu se oprește, atunci după 10 μs tranzistorul se oprește complet.

Protecția este dezactivată atunci când semnalul de intrare este eliminat, ceea ce permite utilizatorului să organizeze un circuit de protecție a declanșării. Când îl utilizați, trebuie acordată o atenție deosebită selecției timpului de repornire, care ar trebui să fie mai mare decât constanta de timp termică a cristalului tranzistorului de putere. Constanta de timp termică poate fi determinată dintr-un grafic al impedanței termice Zthjc pentru impulsuri individuale.

Orez. 6

Nu este necesar un rezistor de măsurare pentru a analiza condițiile de suprasarcină a tensiunii de saturație. Când un semnal de control pozitiv este aplicat la poartă, apare o tensiune la intrarea de protecție a driverului SC, determinată de suma căderilor de tensiune între dioda deschisă VD2 și tranzistorul de putere deschis Q1 și divizorul R1, R4, care stabilește Curent de funcționare. Căderea de tensiune pe diodă este aproape constantă și este de aproximativ 0,5 V. Tensiunea tranzistorului deschis la curentul de scurtcircuit selectat este determinată din graficul Von = f(Ic). Dioda VD4, ca și VD1, trebuie să fie rapidă și de înaltă tensiune.

Pe lângă protecția la supracurent, driverul analizează tensiunea de alimentare a părții de intrare VCC și a treptei de ieșire VB, oprind tranzistorul atunci când VB scade sub 9 V, ceea ce este necesar pentru a preveni funcționarea liniară a tranzistorului. Această situație poate apărea fie dacă sursa de alimentare de joasă tensiune este deteriorată, fie dacă capacitatea C2 este aleasă incorect. Valoarea acestuia din urmă trebuie calculată pe baza valorilor încărcăturii porții, curentului de poartă și frecvenței de repetare a impulsurilor. Pentru a calcula capacitatea bootstrap Cb, documentația International Rectifier recomandă următoarele formule:

Cb = 15*2*(2*Qg + Igbs/f + It)/(Vcc – Vf – Vls),

It = (Ion + Ioff)*tw.

Unde
Ion și Ioff - curenți de pornire și oprire a porții, tw = Qg/Ion - timpul de comutare, Qg - sarcina de poartă, f - rata de repetiție a impulsului, Vcc - tensiunea de alimentare, Vf - căderea de tensiune directă pe dioda pompei de încărcare (VD1 în Fig. 6), Vls este căderea de tensiune directă pe dioda opusă (VD3 în Fig. 6), Igbs este curentul de poartă în modul static.

Dacă este imposibil să alimentați șoferul din capacitatea bootstrap, este necesar să utilizați o sursă de alimentare „plutitoare”.

Driver de punte trifazat

În fig. Figura 7 prezintă schema de conectare pentru driverul de punte trifazat IR213* folosind funcția de protecție la suprasarcină. Intrarea ITR este utilizată în acest scop. Tensiunea de răspuns la protecție este de 500 mV. Pentru a măsura curentul total al punții, în emițători este instalat un rezistor RSENSE, a cărui valoare, împreună cu divizorul R2, R3, determină curentul de protecție.

Orez. 7. Schema de conectare pentru IR2130

Driverul IR2130 asigură controlul tranzistoarelor MOSFET și IGBT la tensiuni de până la 600 V, are protecție împotriva supracurentului și reducerii tensiunilor de alimentare. Circuitul de protecție conține un tranzistor cu efect de câmp cu dren deschis pentru a indica o defecțiune (FAULT). De asemenea, are încorporat un amplificator de curent de sarcină, care permite generarea de semnale de control și feedback. Șoferul generează timpul de întârziere (tdt - timp mort) între pornirea tranzistoarelor laterale superioare și inferioare pentru a elimina curentii. Acest timp variază de la 0,2 la 2 μs pentru diferite modificări.

Pentru a utiliza corect acest microcircuit și a crea circuite fiabile pe baza acestuia, trebuie luate în considerare mai multe nuanțe.

O caracteristică a driverelor IR213* este absența unei funcții de limitare a tensiunii de poartă în timpul unui scurtcircuit. Din acest motiv, constanta de timp a lanțului R1C1, concepută pentru a întârzia activarea protecției, nu trebuie să depășească 1 μs. Proiectantul trebuie să fie conștient de faptul că puntea se va opri la 1 µs după apariția defecțiunii, drept urmare curentul (în special cu o sarcină rezistivă) poate depăși valoarea nominală. Pentru a reseta protecția, trebuie să opriți alimentarea driverului sau să aplicați o tensiune de blocare (nivel înalt) intrărilor de nivel scăzut. De asemenea, remarcăm că printre microcircuitele acestei serii există un driver IR2137, care asigură protecție pentru tensiunea de saturație a tranzistoarelor superioare și generează timpul de întârziere necesar pentru funcționarea acestei protecții. O astfel de protecție este foarte importantă pentru driverele care controlează circuitele de punte trifazate, deoarece atunci când are loc o defecțiune pe carcasă, curentul de scurtcircuit curge ocolind rezistența de măsurare RSENSE. Acest microcircuit oferă o conexiune separată a rezistențelor de poartă pentru pornire, oprire și oprire de urgență, ceea ce vă permite să realizați pe deplin toate caracteristicile dinamice ale tranzistoarelor de poartă izolată.

Curentul de pornire/oprire pentru IR213* este de 200/420 mA (120/250 mA pentru IR2136). Acest lucru trebuie luat în considerare atunci când alegeți tranzistoarele de putere și rezistențele de poartă pentru acestea. Parametrii pentru tranzistor indică cantitatea de încărcare a porții (de obicei în nK), care determină timpul de pornire/oprire a tranzistorului la un curent dat. Durata proceselor tranzitorii asociate cu comutarea trebuie să fie mai mică decât timpul de întârziere tdt generat de driver. Utilizarea tranzistoarelor de mare putere poate duce, de asemenea, la false pornire, oprire și curent de trecere din cauza efectului Miller. Reducerea rezistenței de poartă sau utilizarea rezistențelor de poartă separate pentru procesele de pornire și oprire nu rezolvă întotdeauna problema din cauza curentului de oprire insuficient de la driverul însuși. În acest caz, este necesar să folosiți amplificatoare tampon.

Avantajul cipurilor fabricate de International Rectifier este că aceste dispozitive sunt capabile să reziste la diferențe de tensiune ridicată între părțile de intrare și de ieșire. Pentru driverele din seria IR21**, această tensiune este de 500–600 V, ceea ce vă permite să controlați tranzistoarele în circuite semi-punte și punte atunci când sunt alimentate de o tensiune industrială redresată de 220 V fără izolație galvanică. Pentru a controla tranzistoarele din circuitele proiectate pentru alimentarea cu energie de la o tensiune redresată de 380 V, International Rectifier produce drivere din seria IR22**. Aceste microcircuite funcționează la tensiuni de ieșire de până la 1200 V. Toate driverele International Rectifier pot rezista la creșteri de tensiune induse de până la 50 V/ns. Acest parametru se numește dv/dt immune. Demonstrează rezistență ridicată la modul latch-up, care este extrem de periculos pentru circuitele de înaltă tensiune pulsate.

Driver cu brațul jos

Pentru a controla tranzistoarele low-side, microcircuitele fabricate de Motorola oferă o alternativă bună. Schema bloc a unuia dintre ele - MC33153 este prezentată în Fig. 8.

Orez. 8. Schema bloc a MC33153

O caracteristică a acestui driver este capacitatea de a utiliza două metode de protecție (curent și tensiune de saturație) și separarea modului de suprasarcină și modul de scurtcircuit. De asemenea, este posibilă furnizarea unei tensiuni de control negativ, care poate fi foarte utilă pentru conducerea modulelor de mare putere cu valori mari de încărcare a porții. Oprirea căderii de tensiune de control - UVLO se efectuează la 11 V.

Ieșire 1 ( Intrare de detectare a curentului) este destinat pentru conectarea unui rezistor de măsurare a curentului. În microcircuit, acest pin este intrarea a două comparatoare - cu o tensiune de funcționare de 65 și 130 mV. Astfel, șoferul analizează condițiile de suprasarcină și scurtcircuit. Când apare suprasarcină, primul comparator este declanșat ( Comparator de supracurent) și oprește semnalul de control al porții. Protecția este resetată atunci când este aplicat un semnal de blocare (nivel înalt, deoarece intrarea de intrare este inversată). În acest caz, este emis un semnal de eroare ( Ieșire de eroare) nu este servit. Dacă curentul depășește de două ori valoarea specificată, acesta este considerat un scurtcircuit. În acest caz, al doilea comparator este răsturnat ( Comparator de scurtcircuit), iar la ieșirea de control apare un semnal de nivel înalt. Pe baza acestui semnal, controlerul care controlează funcționarea circuitului trebuie să oprească întregul circuit. Timpul de repornire ar trebui determinat, după cum sa menționat mai sus, de constanta de timp termică a tranzistoarelor de putere.

Ieșire 8 ( Intrare desaturare) este conceput pentru a implementa protecția la tensiune de saturație. Tensiunea de răspuns la această intrare este de 6,5 V. Aceeași intrare este destinată conectării unui condensator Cblank, care formează timpul de întârziere a răspunsului de protecție. Această întârziere este necesară deoarece după ce tensiunea de poartă este aplicată la poartă, tranzistorul menține o tensiune ridicată pentru o perioadă de timp în timp ce dioda boxer își revine.

Orez. 9. Protecție la tensiune de saturație

Orez. 10. Protectie curenta

Driver cu izolare galvanica

Izolarea galvanică este necesară în circuitele în care o treaptă de putere puternică este alimentată de la tensiunea rețelei, iar semnalele de control sunt generate de un controler conectat prin magistrală la diferite dispozitive periferice. Izolarea circuitelor de putere și control în astfel de cazuri reduce zgomotul de comutare și permite protecția circuitelor de joasă tensiune în cazuri extreme.

Orez. 11. Schema bloc a HCPL316

În opinia noastră, unul dintre cele mai interesante microcircuite pentru această aplicație este HCPL316 fabricat de Hewlett-Packard. Structura sa este prezentată în Fig. 11, iar schema de conectare este în Fig. 12.

Orez. 12. Schema de conectare HCPL316

Semnalul de control și semnalul de eroare sunt izolate optic. Tensiunea de izolație este de până la 1500 V. Driverul asigură protecție numai pentru tensiunea de saturație (pin 14 - DESAT). O caracteristică interesantă este prezența intrării directe și inverse, care simplifică comunicarea cu diferite tipuri de controlere. Ca și în cazul lui MC33153, microcircuitul poate produce un semnal de ieșire bipolar, iar curentul de ieșire de vârf poate ajunge la 3 A. Datorită acestui lucru, driverul este capabil să conducă tranzistoare IGBT cu un curent de colector de până la 150 A, care este marele său avantaj în comparație cu dispozitivele similare.

Circuite auxiliare

În driverele de înaltă tensiune de la International Rectifier, datorită consumului lor redus, treptele de ieșire pot fi alimentate folosind așa-numiții condensatori „bootstrap” de valori mici. Dacă acest lucru nu este posibil, este necesar să folosiți surse de alimentare „plutitoare”. Cea mai ieftină modalitate de a utiliza astfel de surse sunt transformatoarele cu mai multe înfășurări, cu un redresor și un stabilizator pe fiecare înfășurare. Desigur, dacă doriți să aveți un semnal de ieșire bipolar, atunci fiecare astfel de sursă trebuie să fie bipolară. Cu toate acestea, o soluție mai elegantă este utilizarea convertoarelor DC-DC izolate, precum seria DCP01* de la Burr-Brown. Aceste microcircuite sunt proiectate pentru putere de până la 1W și pot genera un semnal de ieșire bipolar dintr-un semnal de intrare unipolar. Tensiunea de izolare este de până la 1 kV. Izolarea se realizează folosind o barieră de transformator la o frecvență de 800 kHz. Când se folosesc mai multe cipuri, acestea pot fi sincronizate în frecvență.

În convertizoarele de putere este adesea necesar să existe un semnal proporțional cu curentul de ieșire pentru a genera feedback. Această problemă este rezolvată în diferite moduri: folosind transformatoare de curent, șunturi și amplificatoare diferențiale etc. Toate aceste metode au dezavantajele lor. Pentru a rezolva cu cel mai mare succes problema generării unui semnal de curent și conectarea acestuia la controler, International Rectifier a dezvoltat microcircuite - senzori de curent IR2171 și IR2172, în care semnalul de curent este convertit într-un semnal PWM. Schema de conectare pentru IR2171 este prezentată în Fig. 13. Microcircuitul poate rezista la căderi de tensiune de până la 600 V și este alimentat de o capacitate „bootstrap”. Frecvența purtătorului PWM este de 35 kHz pentru IR2171 și 40 kHz pentru IR2172. Domeniu de tensiune de intrare ±300 mV. Tensiunea de ieșire este preluată de la colectorul deschis, ceea ce face ușoară conectarea izolației optice.

Cu greu este posibil să descriem toate microcircuitele produse în prezent în lume pentru a fi utilizate în unități de putere. Cu toate acestea, chiar și informațiile furnizate ar trebui să ajute dezvoltatorul să navigheze în oceanul de bază de elemente moderne. Concluzia principală din tot ce s-a spus este următoarea: nu încercați să faceți ceva folosind elemente discrete până nu sunteți sigur că nimeni nu produce un circuit integrat care să vă rezolve problema.

Literatură

1. Utilizați Gate Charge pentru a proiecta circuitul Gate Drive pentru Power MOSFET și IGBT. AN-944.
2. Caracterizarea aplicației IGBT-urilor. INT990.
3. Caracteristici IGBT. AN-983.
4. Protecție la scurtcircuit. AN-984.
5. HV Floating MOS-Gate Driver Ics. AN-978.
6. Motorola MC33153 Date tehnice.
7. Date tehnice Hewlett Packard HCPL316.
8. Burr Brown DCP011515 Date tehnice.
9. Ivanov V.V., Kolpakov A. Aplicarea IGBT. Componente electronice, 1996, Nr. 1.

Poate că după ce ați citit acest articol nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.

Un scurt mesaj de la traducător:

În primul rând, în această traducere pot apărea probleme serioase cu traducerea termenilor, nu am studiat suficient ingineria electrică și proiectarea circuitelor, dar încă știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, MOSFET etc. În al doilea rând, dacă acum este dificil să faci o greșeală de ortografie (lăudat pentru procesoarele de text pentru indicarea erorilor), atunci este destul de ușor să greșești la punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.

Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construirea diferitelor vehicule (mașini) la sol pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, cu atât mai puțin circuitul de conectare a motorului, nu este descris suficient de detaliat. De obicei arată așa:
- ia motorul
- luați componentele
- conectați componentele și motorul
- …
- PROFIT!1!

Dar pentru a construi circuite mai complexe decât pur și simplu rotirea unui motor PWM într-o direcție prin L239x, de obicei aveți nevoie de cunoștințe despre punți complete (sau punți H), despre tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și despre drivere pentru acestea. Dacă nu există restricții, atunci puteți utiliza tranzistori cu canal p și canal n pentru o punte completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistoarele cu canal p vor trebui mai întâi agățate cu un număr mare de radiatoare, apoi se vor adăuga coolere, dar dacă este păcat să le arunci complet, atunci poți încerca alte tipuri de răcire sau pur și simplu folosești doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - uneori poate fi destul de dificil să le deschideți „într-un mod amiabil”.

Așa că căutam ceva care să mă ajute să fac o diagramă corectă și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.

Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc, precum și la descrierea și locația pinilor:

Figura 1 - Schema bloc funcțională a IR2110

Figura 2 - Pinout IR2110

Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110

De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un pinout PDIP cu 14 pini și un suport de suprafață SOIC cu 16 pini.

Acum să vorbim despre diverse contacte.

VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este sursa logică pentru IR2110, ar trebui să fie între +3V și +20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:

Figura 4 - Dependența logicii 1 de putere

De obicei, se folosește un VDD de +5V. Când VDD = +5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = +5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a controla sarcina atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (unii) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate la aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiunea de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = +5V). Când utilizați un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, probabil că va trebui să le alimentați cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V la unul logic. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.

De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ +4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care scoate 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când proiectam circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționa corect când VDD-ul IR2110 era setat la mai puțin de +4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub +4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile de semnal nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și așa că folosesc VDD = +5V.

Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel/translator de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea IR2110 VDD = +5V.

Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „întoarcere la nivel scăzut” - practic terenul la nivel scăzut al șoferului. Poate părea că sunt independente și s-ar putea crede că ar fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Totuși, acest lucru ar fi greșit. Deși nu sunt cuplate intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.

HIN și LIN sunt intrări logice. Un semnal ridicat pe HIN înseamnă că dorim să controlăm cheia înaltă, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată pe HO. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică HO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea către HO, mare sau scăzută, nu este considerată relativ la masă, ci relativ la VS. Vom vedea în curând cum circuitele de amplificare (diodă + condensator) care utilizează VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este revenirea plutitoare a puterii. La nivel înalt, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, raportat la VS. La nivel scăzut, nivelul la HO este egal cu VS, în raport cu VS, efectiv zero.

Un semnal LIN ridicat înseamnă că vrem să controlăm comutatorul scăzut, adică LO scoate un nivel înalt. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică LO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea în LO este considerată relativ la masă. Când semnalul este ridicat, nivelul la LO este același ca la VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.

SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este pornit - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la o configurație comună cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.

Figura 5 - Circuit de bază pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte

D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează circuitul amplificatorului. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la nivelul VB, deoarece o diodă este situată sub +VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea de pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga tensiune suplimentară, VB în acest caz, peste nivelul sursei Q1 pentru a conduce Q1 într-o configurație de comutare înaltă. Trebuie selectată o capacitate suficient de mare la C1, astfel încât să fie suficient să furnizeze încărcarea necesară pentru Q1, astfel încât Q1 să fie pornit tot timpul. De asemenea, C1 nu ar trebui să aibă prea multă capacitate, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cu cât timpul necesar în starea de pornire este mai mare, cu atât capacitatea necesară este mai mare. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Un factor de umplere mai mare necesită o capacitate C1 mai mare. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri și este posibil să nu cunoaștem unii dintre ei, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Deci am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de 47uF până la 68uF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50 kHz, folosesc capacități cuprinse între 4,7 uF și 22 uF. Deoarece folosim un condensator electrolitic, un condensator ceramic trebuie utilizat în paralel cu acest condensator. Un condensator ceramic nu este necesar dacă condensatorul de amplificare este tantal.

D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.

MOSV poate fi de maxim 500V.

VCC ar trebui să provină de la sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la +VCC la masă pentru filtrare.

Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.

Figura 6 - Circuit cu IR2110 pentru semipunte de înaltă tensiune

Figura 7 - Circuit cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control independent cu cheie (se poate face clic)

În Figura 7 vedem IR2110 folosit pentru a controla un pod complet. Nu este nimic complicat și cred că ați înțeles deja acest lucru. De asemenea, puteți aplica o simplificare destul de populară aici: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 taste folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este arătat în Figura 8.

Figura 8 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control cu ​​cheie cu două intrări (pe care se poate face clic)

Figura 9 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel superior de înaltă tensiune

În Figura 9 vedem IR2110 folosit ca driver de nivel înalt. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Un lucru care trebuie luat în considerare este că, deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul amplificatorului nu se va putea încărca.

Figura 10 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel scăzut

Figura 11 - Circuit cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut

Dacă întâmpinați probleme cu IR2110 și totul continuă să se defecteze, să arde sau să explodeze, sunt destul de sigur că nu utilizați rezistențe de sursă de poartă, presupunând că l-ați proiectat cu atenție, desigur. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTELE SURSA-PORTA. Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).