В.Дьяконов, А.Ремнев, В.Смердов

В последнее время на рынке бытовой и офисной радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) все чаще появляется техника, в состав источников питания которой входят новые узлы - корректоры мощности (КМ). В статье рассмотрены вопросы применения КМ, принцип их работы, диагностика и ремонт.

Большинство современных источников питания РЭА представляют собой импульсные источники вторичного электропитания с бестрансформаторным мостовым выпрямителем и емкостным фильтром. Наряду с достоинствами (высокий КПД, хорошие массогабаритные показатели) они имеют сравнительно низкий коэффициент мощности (0,5...0,7) и повышенный уровень гармоник потребляемого от сети тока (>30%). Форма тока, потребляемого такими источниками, показана на рис. 1 сплошными линиями.

Несинусоидальная форма тока приводит к возникновению электромагнитных помех, засоряющих сеть переменного тока, и сбою в работе другой РЭА.

Вышеописанные источники питания, являясь однофазными потребителями, при большом количестве электронной аппаратуры и нерациональном ее подключении к трехфазной питающей сети, могут вызвать перекос фаз. При этом часть РЭА будет работать при повышенном напряжении, а другая - при пониженном, что всегда нежелательно. Для устранения перекоса фаз в трехфазную сеть, как правило, вводится нулевой провод,который выравнивает напряжение во всех фазах. Однако при импульсном характере потребляемого тока и большом количестве его гармонических составляющих возможна перегрузка нулевого провода. Это связано с тем, что его сечение обычно в 2...2,5 раза меньше, чем у фазных проводов. По технике безопасности запрещается защищать этот провод плавкими предохранителями или автоматами защиты сети. Очевидно, что при неблагоприятных условиях возможно перегорание нулевого провода и, как следствие, - возникновение перекоса фаз.

В связи с этим все более ужесточаются требования по электромагнитной совместимости вторичных импульсных источников с питающей сетью и резко ограничивается уровень высших гармоник потребляемого от сети тока для всех однофазных потребителей. В настоящее время новые европейские стандарты требуют улучшения формы потребляемого тока только при мощностях потребителей свыше 200 Вт, а в ближайшее время эти требования будут введены и для потребителей с мощностью до 50...70 Вт.

В настоящее время используют ся пассивная и активная коррекции формы потребляемого тока.

Пассивные цепи коррекции,состоящие из индуктивностей и емкостей, обеспечивают коэффициент мощности, который показывает отличие формы потребляемого тока от синусоиды (не хуже 0,9...0,95). При конструктивной простоте и надежности пассивные цепи коррекции имеют относительно большие габариты и чувствительны к изменениям частоты питающего напряжения и величины тока нагрузки.

Более перспективным является использование активных КМ, которые формируют на входе импульсного источника питания синусоидальный потребляемый ток, совпадающий по фазе и частоте с питающим напряжением. Такие КМ имеют небольшие габариты за счет работы с частотами преобразования в несколько десятков килогерц и обеспечивают коэффициент мощности 0,95...0,99.

Сформировать на входе мостового выпрямителя импульсного источника питания синусоидальный ток можно с помощью одной из схем преобразователей постоянного напряжения в постоянное при использовании принципа следящей высокочастотной широтноимпульсной модуляции (ШИМ). При этом чаще всего применяются повышающие преобразователи , обладающие следующими преимуществами:
. силовой транзистор имеет соединение истока с общим проводом, что облегчает построение схемы его управления;
. максимальное напряжение на транзисторе равно выходному напряжению;
. наличие индуктивности, включенной последовательно с нагрузкой, обеспечивает фильтрацию высокочастотных составляющих.

Рассмотрим принцип работы активного КМ, реализованного на повышающем преобразователе со следящей ШИМ (рис. 2).

Вначале рассмотрим работу схемы КМ без узлов умножения (УМ) и датчика напряжения нагрузки (ДНН), роль которых описана ниже. Опорное напряжение синусоидальной формы, получаемое с датчика выпрямленного напряжения (ДВН), поступает на один из входов схемы управления (СУ) силовым ключом, реализованном на МДП-транзисторе VT. На второй вход СУ поступает сигнал, пропорциональный току ключа. Пока напряжение с ДВН больше напряжения, формируемого датчиком тока (ДТ), транзистор открыт и в индуктивности накапливается энергия (рис. 3 а). Диод VD на этом интервале (Tи) закрыт.

При равенстве сигналов, поступающих на СУ, ключ закрывается и энергия, накопленная в индуктивности, передается в нагрузку. После того, как за время tП ток в индуктивности спадет до нуля, снова включается транзистор. Частота переключений транзистора во много раз превышает частоту питающей сети, что позволяет существенно уменьшить размеры индуктивности. При этом за полупериод сетевого напряжения огибающая амплитудных значений тока индуктивности (рис. 3 б) изменяется по синусоидальному закону. Аналогично изменяется и среднее значение тока. В результате этого потребляемый ток имеет синусоидальную форму и совпадает по фазе с питающим напряжением.

Однако величина напряжения на нагрузке существенно зависит от изменений входного напряжения и тока нагрузки. Для стабилизации напряжения нагрузки в СУ дополнительно вводят цепь обратной связи по этому напряжению. Возможность получения синусоидальной формы потребляемого тока с одновременной стабилизацией напряжения нагрузки реализуется при помощи аналогового умножения (узел УМ) сигналов, поступающих с ДВН и с ДНН.
Полученный таким образом дополнительный сигнал в этом случае становится опорным напряжением для СУ.

Рассмотренный принцип управления КМ используется при мощностях нагрузки до 300 Вт. При больших мощностях необходимо формировать более гладкую кривую изменения потребляемого тока. Это можно осуществить, когда ток в индуктивности не спадает до нуля (рис. 3 в и 3 г). Если в КМ относительно малой мощности транзистор вступает в работу при достижении током индуктивности нулевого значения, то в мощных КМ - при заданном значении этого тока.

Рассмотрим работу КМ на примере практической схемы, представленной на рис. 4. Схема управления реализована на специализированной микросхеме L6560, структурная схема которой приведена на рис. 5,

А назначения выводов - в табл. 1.

Напряжение ДВН, формируемое резистивным делителем R1 R2, поступает на выв. 3 микросхемы L6560. Конденсатор С1 на выходе выпрямителя выполняет функции ВЧ-фильтра, а не сглаживающего конденсатора, как в традиционных схемах. Поэтому его величина не превышает сотен нанофарад - единиц микрофарад при мощностях в нагрузке 100...200 Вт. Дополнительная фильтрация ВЧ-помех на выв. 3 осуществляется конденсатором С2.
Резистор R5 выступает в роли датчика тока ключа, напряжение которого через ВЧ-фильтр R4 С4 поступает на выв. 4 микросхемы. Силовой ключ управляется сигналом, получаемым с выв. 7. Учитывая особенности работы ключей КМ (большой динамический диапазон амплитудных значений тока), чаще всего в качестве них используются МДП-транзисторы. При больших частотах преобразования, характерных для КМ, эти транзисторы обладают малыми динамическими потерями и легко управляются непосредственно микросхемами . Для уменьшения вероятности возбуждения схемы в цепь затвора МДП-транзистора вводят низкоомный резистор .

С резистивного делителя R6 R7 снимается сигнал обратной связи по выходному напряжению и подается на выв. 1. Для уменьшения влияния импульсных помех, возникающих в выходной цепи, между выв. 1 и 2 микросхемы включен интегрирующий конденсатор С3, емкость которого составляет сотни нанофарад.

При включении КМ в сеть в первый момент питание микросхемы осуществляется через резистор R3. Как только КМ выходит на рабочий режим, с дополнительной обмотки катушки индуктивности L снимается напряжение, которое с одной стороны используется как напряжение питания микросхемы, а с другой - является сигналом определения нулевого тока индуктивности.

На выходе КМ обязательно присутствует фильтрующий конденсатор С5, так как энергия в нагрузку передается импульсами. Емкость этого конденсатора, как правило,определяется из расчета 1,5...2 мкФ на 1 Вт мощности в нагрузке.

В последнее время ведущими фирмами выпущено большое количество интегральных микросхем для СУ корректоров мощности. Такое количество микросхем связано с дополнительными функциями, которые они способны выполнять, хотя принцип построения КМ на этих микросхемах практически одинаков. К дополнительным функциям относятся:
. защита от перенапряжения при переходных процессах;
. защита от возникновения повторных запусков;
. защита от повреждения при запусках на замкнутую нагрузку;
. улучшение гармонического состава при переходе через нуль сетевого напряжения;
. блокировка при пониженном напряжении питания;
. защита от случайных выбросов входного напряжения.

Корректор мощности, как правило, не является самостоятельным устройством, а входит в состав импульсных источников питания. Для получения необходимых уровней и полярностей выходных напряжений такие источники питания содержат преобразователи. В связи с этим разработчики микросхем часто объединяют в одном корпусе два каскада схем управления: собственно для КМ, а также для преобразователя напряжения.

В табл. 2 приведены основные параметры микросхем управления различных фирм, предназначенных для вторичных импульсных источников питания с коррекцией мощности.

Основным критерием работы КМ является уровень выходного напряжения. При переменном напряжении питающей сети 220 В выходное напряжение КМ постоянно и должно составлять 340.360 В. Если напряжение менее 300 В, то это говорит о неисправности. Для дальнейшей проверки КМ необходим осциллограф. С его помощью прове ряют осциллограммы в характерных узлах КМ при номинальной нагрузке, в качестве которой может быть подключен эквивалентный резистор.

Напряжение на затворе транзистора. При исправной микросхеме ее выходное напряжение представляет собой прямоугольные импульсы высокой частоты, намного превышающей частоту сети. При исправном МДП-транзисторе разница в напряжении на выходе микросхемы и затворе транзистора практически равна нулю. Если затвор транзистора пробит, появляется разность этих напряжений в несколько вольт.

Напряжение на истоке транзистора, которое является напряже нием, снимаемым с датчика тока. При нормальной работе КМ форма напряжения должна быть похожей на форму тока ключа, показанной на рис. 3. Отличие будет свидетельствовать о возможной неисправности МДП-транзистора. Диагностика их неисправностей подробно изложена в .

Напряжение на ДВН. Форма этого напряжения представляет собой выпрямленную синусоиду. При нормально работающем выпрямителе возможна неисправность резистивного делителя.

Для проверки самой микросхемы дополнительно необходим источник постоянного напряжения с регулировкой напряжения от 3 до 15 В. Это напряжение подается на входы цепи питания микросхемы при отключенном от сети КМ. При изменении напряжения регулируемого источника контролируется выходное напряжение микросхемы. Пока напряжение питания меньше 12..13 В, выходное напряжение равно нулю. При большем напряжении на выходе микросхемы появляется выходной сигнал с уровнем, отслеживающим питающее напряжение. При уменьшении питающего напряжения ниже 7 В этот выходной сигнал скачком уменьшается до нуля. При отсутствии такой закономерности весьма вероятно, что неисправна микросхема.

Литература
1. Бачурин В. В., Дьяконов В.П., Ремнев А.М., Смердов В.Ю. Схемотехника устройств на мощных полевых транзисторах. Справочник. М.: Радио и связь, 1994.
2. В.Дьяконов, А.Ремнев, В.Смердов. Особенности ремонта узлов радиоэлектронной аппаратуры на МДП-транзисторах. Ремонт&Сервис, 1999, № 11, с. 57-60.
[email protected]

Применение способа общей коррекции коэффициента мощности для бытовых и промышленных нагрузок приводит к уменьшению гармонических искажений без необходимости установки дорогостоящих корректоров коэффициента мощности в каждом потребительском устройстве.

При выпрямлении синусоидального переменного тока с емкостной фильтрацией от источника потребляются импульсы тока большой амплитуды. Значения пиков тока могут достигать 600% тока, потребляемого линейной активной нагрузкой той же мощности. Выпрямители с емкостным фильтром, используемые в сетевых источниках питания, является причиной прерываний тока. Ток протекает, только если напряжение переменного тока превышает постоянное напряжение на конденсаторе. Интервал, когда ток заряжает конденсатор, определяет угол прохождения тока выпрямителя. Этот угол или коэффициент мощности нагрузки зависит от импеданса источника, величины ёмкости, а также от величины нагрузки преобразователя. При малой нагрузке угол прохождения тока может иметь величину всего лишь несколько градусов, а при полной нагрузке этот угол будет больше. Но даже при больших нагрузках ток не является непрерывным, он имеет форму коротких импульсов с относительно большой амплитудой и содержит много высших гармоник.

Поэтому обычное выпрямление переменного тока, которое применяется во входных схемах большинства блоков питания электронного оборудования, подключенного к сети, представляет собой очень нерациональное решение, создающее много проблем. При высоких уровнях мощности (от 200 до 500 Вт и выше) эти проблемы становятся ещё более серьёзными.

Описанные пики тока являются причиной сильных искажений напряжения сети и дополнительных потерь. Также при этом генерируется широкий спектр гармоник, которые могут создавать помехи для другого оборудования. Из-за искажения формы тока коэффициент мощности падает до величины порядка 0,45. Кабельная сеть, сама установка, трансформаторы – всё должно проектироваться с учётом пиковых значений тока. Большие падения напряжения, обусловленные искажениями, должны компенсироваться.

Пики тока являются причиной излучаемых помех. Излучаемые помехи, возникающие из-за высокочастотной коммутации импульсных преобразователей, хорошо известны и устраняются с помощью специальных фильтров, которые устанавливаются во все подобные устройства. Импульсы прерывающегося тока, возникающие при заряде емкости источника питания, являются иным видом помех. Они могут влиять на работу чувствительного оборудования, связанного с сетью переменного тока.

Имеются два вида такого влияния. Во-первых, импульсы тока большой амплитуды генерируют электромагнитные поля, достаточно сильные, чтобы влиять на чувствительные усилители. Во-вторых, так как сеть переменного тока имеет ненулевой импеданс источника, большие пики тока становятся причиной "срезания" вершин синусоиды напряжения. Эта ситуация наглядно представлена на рис. 1. Разложение соответствующей кривой в ряд Фурье показывает, что данный факт значительно снижает коэффициент мощности.

Такие искажения напряжения могут отрицательно влиять на устройства, работа которых зависит от синусоидальности переменного тока. Если к сети с искажениями подключено более одного устройства, проблема усугубляется, потому что входные конденсаторы каждого из источников питания заряжаются во время одного и того же пика синусоиды напряжения.

Влияние низкого коэффициента мощности и гармоник, генерируемых выпрямителями с емкостным фильтром, является проблемой уже длительное время. Такие гармоники должны подавляться, поэтому был разработан и принят стандарт МЭК 61 000-3-2. Изучение этого стандарта показывает, что следование ему приводит к снижению уровня гармоник, генерируемых оборудованием, но стандарт не требует полного подавления искажений или повышения коэффициента мощности. Таким образом, сеть с ограниченным уровнем искажений соответствует стандарту и без полного подавления гармоник или повышения до единицы коэффициента мощности источников питания. На практике при увеличении количества оборудования, подключаемого к сети, суммарный ток гармоник может возрасти.

Для смягчения проблем, описанных выше, всё чаще используются схемы коррекции коэффициента мощности. Такие схемы, однако, увеличивают затраты, поэтому альтернативным решением может быть общая схема коррекции коэффициента мощности. На рис. 2 приведены формы токов при одинаковой мощности нагрузки, подключенной к схеме выпрямителя с емкостной фильтрацией со схемой активной коррекции коэффициента мощности и без неё.

Методы коррекции коэффициента мощности

Основной причиной низкого коэффициента мощности и циркуляции больших токов, создаваемых импульсными источниками питания, являются пульсации тока заряда входного фильтра. Поэтому решение заключается во введении элементов для увеличения угла прохождения тока выпрямителя. Имеется много путей решения этой задачи:

• пассивная и активная коррекция коэффициента мощности,
• пассивная или активная фильтрация гармоник в сети
• принятие несинусоидальности напряжения/тока в системе в качестве нормы.

Наиболее популярными являются применение схем пассивной и высокочастотной активной коррекции коэффициента мощности. Ниже рассмотрим краткий обзор пассивной коррекции и подробно разберем активную коррекцию коэффициента мощности.

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Пассивная коррекция коэффициента мощности сводится к использованию индуктивности во входной цепи, то есть так называемого индуктивного входного фильтра. Если величина индуктивности достаточно велика, она запасает достаточно энергии для поддержания выпрямителя в проводящем состоянии в течение всего полупериода и уменьшает гармонические искажения, возникающие из-за прерывания тока через выпрямитель. На практике, пассивная коррекция коэффициента мощности уменьшает токи гармоник и существенно повышает коэффициент мощности, но не решает проблему полностью. На рис. 3а показана упрощенная схема пассивной коррекции коэффициента мощности, а на рис. 3b – типовые формы входных напряжения и тока. Схема обеспечивает более низкие искажения по сравнению со схемой без коррекции, но имеет более высокое потребление реактивной мощности на частоте сети. Таким образом, происходит переход от коэффициента мощности для всего спектра гармоник к коэффициенту мощности на частоте основной гармоники.

Активная коррекция коэффициента мощности

При активной высокочастотной коррекции коэффициента мощности нагрузка ведёт себя подобно активному сопротивлению, при этом её коэффициент мощности близок к единице, а величины генерируемых гармоник ничтожны. Форма входного тока подобна показанной на рис. 2. При этом обеспечиваются все преимущества импульсного преобразования (небольшие размеры и масса). Могут использоваться различные конфигурации, включая повышающий и понижающий преобразователи. Здесь описывается повышающий преобразователь по причине его относительной простоты и популярности.

На рис. 4 показана упрощенная схема активной коррекции коэффициента мощности. Как следует из названия повышающего преобразователя, его выходное напряжение выше входного. При этом увеличивается количество энергии, запасаемой в конденсаторе фильтра (C 0), рис. 4. Повышающий преобразователь может обеспечить относительно стабильные выходные параметры в широком диапазоне входных напряжений. Он вырабатывает высокое напряжение на выходном конденсаторе независимо от изменений входного напряжения. Таким образом, время удержания напряжения становится независимым от напряжения сети. Это также делает оборудование менее восприимчивым к просадкам напряжения.

Схема контролирует форму выпрямленного двухполупериодным выпрямителем входного напряжения, среднюю величину входного напряжения и выходное напряжение (V0). На основании этих трёх сигналов осуществляется модулирование формы среднего входного тока в соответствии с выпрямленным напряжением сети и одновременно регулируется выходное напряжение при изменениях напряжения сети и величины нагрузки. Для обеспечения коррекции коэффициента мощности форма входного тока повышающего регулятора приводится в соответствие с формой входного напряжения путём управления ключом MOSFET (Q). Для управления входным током может использоваться или режим управления пиками тока, или режим управления средним значением тока. Для считывания значений тока может применяться много способов. Как показано на рис. 4, для этого может даже использоваться резистор (Rs).

Эта схема управления коэффициентом мощности управляет током через повышающий дроссель (Ip) посредством модуляции ширины импульсов. Рабочая частота выбирается достаточно высокой, чтобы поддерживать непрерывный ток через дроссель, при этом дроссель становится регулируемым источником тока. При использовании выпрямленного напряжения источника и формы тока в качестве опорных сигналов ток через дроссель, который является током, потребляемым от источника, становится синусоидальными и совпадает по фазе с напряжением источника, при этом поддерживается высокий коэффициент мощности. Контур стабилизации напряжения преобразователя управляет током через повышающий дроссель. Поэтому ток, потребляемый от источника, определяется необходимостью поддержания постоянным напряжения (примерно 390 В) на конденсаторе фильтра (V0) при изменении входного напряжения переменного тока, нагрузки постоянного тока, заданного значения и т.п.

Специфические аспекты проблемы

Обычно маломощное оборудование, которое подключается к сети в офисах и жилых помещениях, включает в себя люминесцентные лампы, лампы накаливания, небольшие электродвигатели, компьютеры, оконечные компьютерные устройства, принтеры, телевизоры и т.п. Маломощное электронное оборудование, построенное по традиционным схемам, потребляет пульсирующие несинусоидальные пики тока, о которых шла речь выше. Хотя номинальная мощность таких устройств редко превышает 200 Вт, их совокупный эффект может быть очень значительным. С другой стороны, люминесцентные лампы, лампы накаливания и электродвигатели потребляют синусоидальный ток, и любое отклонение коэффициента мощности от единицы может быть скорректировано с помощью шунтирующего конденсатора. Все современные люминесцентные лампы с электронным балластом содержат схему активной коррекции коэффициента мощности. Поэтому предмет нашего рассмотрения ограничивается электронным оборудованием, которое включает в себя компьютеры, компьютерные оконечные устройства, принтеры, телевизоры и т.п.

Чтобы смягчить проблему, ЕС приняло с января 2001 г. стандарт МЭК 61000-3-2. К сожалению, в настоящее время большинство производителей источников питания считают наиболее простым и экономичным способом добиться соответствия стандарту установку небольшого последовательного дросселя во входной цепи. Этот дроссель изменяет форму входного тока, что позволяет заменить более жесткие ограничения класса D стандарта МЭК 61 000-3-2 на менее жесткие ограничения класса А. Такой способ добиться соответствия стандарту не учитывает оригинальную идею стандарта. Конечно, дроссель формально снижает величину гармоник тока, генерируемых оборудованием, но не решает проблему в целом. Можно сказать, дроссель улучшает ситуацию в индивидуальном случае.

Однако рассмотрим ситуацию, когда к сети подключены тысячи таких устройств. Если каждое из устройств имеет пониженные искажения, суммарный ток также искажён меньше. Конечно, при этом также существует предел количества устройств, которые можно подключить без чрезмерных искажений, но этот предел выше, чем для устройств без дросселя. Токи гармоник, которые циркулируют между такими нагрузками и генератором через линии электропередачи, будут значительными. Поэтому дроссели, устанавливаемые в каждом устройстве, решают проблему соответствия стандарту для их производителя, но на глобальном уровне проблема далека от решения.

В настоящее время единственным решением проблемы является встраивание схемы активной коррекции коэффициента мощности в каждое устройство. Однако это увеличивает стоимость и уменьшает показатели надёжности оборудования в связи с добавлением компонентов схемы активной коррекции коэффициента мощности. В большинстве случаев, использование дополнительной схемы активной коррекции коэффициента мощности в маломощном оборудования невозможно по экономическим причинам.

Схема общей коррекции коэффициента мощности

Перед рассмотрением схемы общей коррекции коэффициента мощности попытаемся понять принцип работы типовой схемы корректора коэффициента мощности маломощного электронного устройства. Внутренние схемы таких устройств не питаются непосредственно от выпрямленного напряжения, полученного от сети электроснабжения. Встроенный преобразователь постоянного тока преобразует выпрямленное высокое напряжение сети электропитания в низкое напряжение, к примеру, 5 В или 12 В, используемое для питания внутренних полупроводниковых схем устройства.

На рис. 3а приведена упрощенная схема типовой входной цепи маломощного электронного устройства. Нагрузкой является преобразователь постоянного напряжения, о котором говорилось выше. Напряжение сети выпрямляется, чтобы получить нерегулируемое высокое напряжение на конденсаторе фильтра (C 0). Токи гармоник, возникающие при заряде этого конденсатора, гасятся последовательным дросселем (L). При этом достигается пассивная коррекция коэффициента мощности. При стандартных колебаниях напряжения линии в пределах 230 В ± 10% преобразователь должен быть рассчитан на колебания напряжения в пределах 230 В ± 20%. Таким образом, постоянное напряжение на конденсаторе фильтра будет меняться в пределах от Vin (min) до Vin (max):

Таким образом, последующий преобразователь постоянного тока должен иметь диапазон регулирования от 260 до 390 В. Кроме того, устройство будет работать с любой полярностью источника питания постоянного тока при условии, что его выходное напряжение находится в пределах от 260 до 390 В, благодаря наличию на входе мостового выпрямителя. При работе на постоянном токе дроссель пассивной коррекции коэффициента мощности не имеет никаких функций. Работа на постоянном токе, естественно, не приводит к появлению токов гармоник на входе. Таким образом, мы можем заключить, что маломощное оборудование может также работать от напряжения постоянного тока величиной около 390 В.

Этот факт использует схема общей коррекции коэффициента мощности, представленная в данной статье. Использование постоянного тока имеет и другие преимущества. Предлагаемая схема подробно рассматривается ниже.

Схема общей коррекции коэффициента мощности предполагает, что все маломощные электронные устройства работают от сети или шины постоянного тока. При отсутствии ограничений по полярности входного постоянного напряжения такого оборудования на практике можно подключать любое количеств устройств, которое может питать источник напряжения постоянного тока. На рис. 5 показана упрощенная схема, на которой вместе соединены 30 маломощных электронных устройств. Проводные соединения между источником напряжения постоянного тока и нагрузками являются причиной падения напряжения. Как говорилось выше, напряжение в системе постоянного тока низкого напряжения должно быть в пределах от 260 до 390 В.

Единственным ограничением этой схемы является проблема выбора входного выключателя каждого устройства. Это вопрос безопасности. При этом необходимо учитывать, что такие выключатели должны быть рассчитаны на работу при напряжении 390 В постоянного тока. Величина входного тока существенно уменьшается при работе на напряжении 390 В постоянного тока, поэтому выключатель может быть рассчитан на меньший ток. Таким образом, переход на постоянный ток сильно не изменит стоимость этого выключателя. Кроме того, такие устройства часто подключаются через ИБП, в этом случае нет необходимости в дополнительной проводке.

Номинальная мощность источника напряжения постоянного тока определяется номинальной мощностью каждого устройства и количеством устройств, которые должны питаться от него. При этом необходимо выбрать источник питания для этого источника напряжения. Это могут быть аккумуляторные батареи или другой преобразователь переменного тока в постоянный, который генерирует гармоники, если не имеет схему активной коррекции коэффициента мощности на входе. На рис. 6 показана упрощенная структурная схема предлагаемого устройства. Маломощное электронное оборудование питается от источника напряжения постоянного тока со схемой активной коррекции коэффициента мощности на входе. Входное напряжение переменного тока выпрямляется, и схема активной коррекции коэффициента мощности вырабатывает регулируемое напряжение постоянного тока 390 В.

Номинальная мощность схемы активной коррекции коэффициента мощности определяется типономиналом и количеством конечного оборудования. Стоит отметить, что в настоящее время считается практичным строить схемы активной коррекции коэффициента мощности, имеющие мощность порядка 6 кВт. К выходному напряжению постоянного тока могут быть подключены маломощные электронные устройства: компьютеры, оконечные компьютерные устройства, принтеры, телевизоры и т.п. Исходя из того, что типовая мощность компьютера с монитором составляет около 200 Вт, система коррекции коэффициента мощности в 6 кВт может питать порядка 30 компьютерных систем. Таким образом, мы имеем схему коррекции коэффициента мощности, которая питает 30 компьютерных систем с незначительными токами гармоник и единичным коэффициентом мощности.

Экспериментальные результаты

Чтобы добиться лучшего понимания работы схемы, приведённой выше, было выполнено моделирование в P-Spice. Его результаты были сопоставлены с результатами, полученными на опытном образце на 600 Вт предлагаемой схемы коррекции коэффициента мощности, построенной нами. Система активной коррекции коэффициента мощности имеет единичный коэффициент мощности и поэтому представляет собой активную нагрузку мощностью 600 Вт. На рис. 7а показана схема, использованная для моделирования активной коррекции коэффициента мощности. На рис. 7b приведена схема моделирования трёх параллельно соединённых компьютерных нагрузок на 200 Вт. Эти нагрузки моделировались как импульсные источники питания (ИИП) с постоянной мощностью 200 Вт, имеющие пассивную коррекцию коэффициента мощности. Их внутренняя схема подобна схеме рис. 3а.

Результаты моделирования входных токов и их гармоник трёх компьютеров с мощностью 200 Вт в сравнении с активной нагрузкой с мощностью 600 Вт и единичным коэффициентом мощности показаны на рис. 7с и 7 d. Большая разница величин тока основной гармоники схем пассивной и активной коррекции коэффициента мощности, нагруженных на 600 Вт, наблюдается из-за того, что схема пассивной коррекции коэффициента мощности потребляет прерывающийся несинусоидальный ток, с большим содержанием гармоник, и работает с низким коэффициентом мощности.

Осциллограмма рис. 8а показывает результаты измерений, сделанных на трёх компьютерах с мощностью 200 Вт, включенных параллельно. Все эти компьютеры имеют встроенные схемы пассивной коррекции коэффициента мощности. Канал 1 показывает форму входного напряжения, канал 2 – ток, потребляемый этими тремя компьютерами с постоянной мощностью 200 Вт без схемы общей коррекции коэффициента мощности. Следует обратить внимание, что напряжение переменного тока имеет несколько приплюснутую форму на вершинах синусоиды. Как уже говорилось, причиной этого является наличие нескольких маломощных электронных устройств, подключенных к сети. Измеренное значение КГИ напряжения составило около 4% в схеме с центральной коррекцией коэффициента мощности и в схеме с активной коррекции коэффициента мощности.

Осциллограмма рис. 8b показывает результаты измерений, сделанных на опытном образце мощностью 600 Вт предлагаемой схемы активной коррекции коэффициента мощности, подключенном к сети. Результаты измерений соответствуют результатам моделирования. Канал 1 показывает форму входного напряжения, канал 2 – форму тока, потребляемого схемой общей коррекции коэффициента мощности с подключенными к ней тремя постоянными нагрузками в виде импульсных источников питания с мощностью 200 Вт.

Преимущества предлагаемой схемы

Предлагаемая схема коррекции коэффициента мощности имеет несколько прямых и косвенных преимуществ. Экономические выгоды, обсуждаемые ниже, делают эту схему привлекательной для применения в промышленности. Другие преимущества системы вытекают из этого.

Экономические преимущества

Оценим экономические преимущества, которые можно получить при использовании предлагаемой схемы. Для этого мы определим примерные общие затраты, необходимые для внедрения активной коррекции коэффициента мощности в 30 отдельных компьютерных систем с номинальной мощностью 200 Вт и сравним с затратами на схему общей коррекции коэффициента мощности на 6 кВт.

Схема предназначена для работы при изменении напряжения линии в пределах 230 В ± 20% и подобна схеме рис. 4. На рисунке не показаны фильтры синфазных и дифференциальных помех, которые необходимы для соответствия требованиям ЭМС. Стоимость фильтра электромагнитных помех для схемы коррекции коэффициента мощности на 200 Вт оценивается в $1,5, а для схемы коррекции коэффициента мощности на 6 кВт – в $10.

При встраивании активной коррекции коэффициента мощности в каждую компьютерную систему мы не будем учитывать расходы на входной мостовой выпрямитель (BR1) и конденсатор фильтра (C о), так как компьютерам с пассивной коррекцией коэффициента мощности также нужны эти компоненты. Для схемы коррекции коэффициента мощности на 6 кВт необходимо учитывать стоимость входного моста (BR1) и выходного конденсатора (C 0). Так как мост должен питать нагрузку 6 кВт при минимальном напряжении сети Vin(min) = 184 В, его номинальный ток I br определяется выражением, приведённым ниже. Номинальное напряжение мостового выпрямителя должно быть не менее 400 В.

Поэтому выбранный мостовой выпрямитель 35 A/1200 В типа GBPC3512W фирмы International Rectifier вполне подходит для данной цели. В качестве конденсатора выходного фильтра выбрано параллельное соединение двух конденсаторов 3300 мкФ/400 В. Это соответствует требованию, предъявляемому к значению ёмкости конденсатора фильтра (1 мкФ/Вт). В качестве схемы управления предполагается использование микросхемы коррекции коэффициента мощности для промышленных применений UC3854AN фирмы Texas Instruments.

Максимальное значение тока (I p) через повышающий дроссель (L) или транзистор MOSFET (Q) зависит от минимального действующего значения входного напряжения Vin(min), максимальной выходной мощности (Pin) и тока пульсаций (ΔI) дросселя. Принимая значение пульсаций равным 20%, мы можем определить максимальное значение тока (I p), как показано ниже. Выбор меньшего значения пульсаций приводит к увеличению размеров дросселя, а при большем значении пульсаций уменьшение размеров дросселя компенсируется увеличением высокочастотных потерь в нём. Эти повышенные потери в свою очередь требуют увеличения размеров дросселя для охлаждения и обеспечения возможности применения многожильного обмоточного провода. Повышенный ток пульсаций также приводит к увеличению потерь в транзисторе MOSFET из-за увеличения тока через него и через дроссель:

При Vin(min) = 184 В значения I p для схем на 200 Вт и 6 кВт равны соответственно 1,8 А и 54,6 А.

При установке выходного напряжения равным 390 В номинальный ток, на который должен быть рассчитан Q, равен соответственно 1,8 А и 54,6 А при номинальном напряжении не менее 400 В. Для схемы на 200 Вт будет достаточным применение одного транзистора MOSFET типа IRFP450, а для преобразователя на 6 кВт будет необходимым применение четырёх параллельно соединённых транзистора MOSFET типа SPW47N60C3. Коэффициент заполнения (Dm) является максимальным при минимальном напряжении сети, его значение, используемое для определения индуктивности:

Принимая рабочую частоту повышающего преобразователя равной 100 кГц, в соответствии с указаниями по применению микросхемы коррекции коэффициента мощности UC3854AN фирмы Texas Instruments:

При Vin(min) = 184 В значения L для схем на 200 Вт и 6 кВт равны соответственно 2,8 мГн и 93 мкГн.

Выбранный дроссель должен иметь индуктивность, равную расчётной, и быть способным проводить постоянный ток соответственно 1,8 А и 54,6 А без насыщения. Необходимые 2,8 мГн можно получить, применив ферритовый сердечник типа EPCOS ETD44-N27 с необходимым воздушным зазором. Индуктивность 93 мкГн можно получить, используя 5 сложенных вместе сердечников типа EE70/33/32-N27 фирмы EPCOS с необходимым воздушным зазором. Стоит отметить, что для схемы пассивной коррекции коэффициента мощности с номинальной мощностью 200 Вт величина индуктивности, необходимая для обеспечения соответствия требованиям стандарта МЭК 61 000-3-2, класс А должна быть равна примерно 80 мГн.

В качестве диода (D) повышающего преобразователя нужно применять диод со сверхбыстрым восстановлением, чтобы потери в транзисторе MOSFET и диоде из-за обратного восстановления не снижали к.п.д. схемы коррекции коэффициента мощности. Номинальное напряжение диода должно быть не менее 400 В, а номинальный ток ID определяется по формуле:

При V о = 390 В значение I D для схемы на 200 Вт составляет 0,75 А, а для схемы на 6 кВт – 22,6 А. Для схемы на 200 Вт можно выбрать диод типа MUR860 фирмы ON Semiconductors, для преобразователя на 6 кВт нужен диод 30EPH06 фирмы International Rectifier.

Таблица № 1. Стоимость компонентов для ККМ 200 Вт и 6 кВт

Cn предназначен для фильтрации высокочастотных коммутационных пульсаций повышающего преобразователя, его типовое значение составляет 1 мкФ/250 В перем. тока и 4,7 мкФ/250 В перем. тока соответственно для преобразователя на 200 Вт и 6 кВт.

Общая стоимость выбранных выше силовых компонентов, необходимых для установки схемы ККМ на 200 Вт и 6 кВт, приведена в Таблице № 1. Приводится стоимость для партии 1000 шт., данные основаны на изучении прайс-листов различных мировых дистрибьюторов.

Для обеспечения работы 30 компьютерных систем со схемой активной коррекции коэффициента мощности необходимы затраты не менее $457,5 (30 x $15,25). Расходы, связанные с хранением, сборкой и т.п., вероятно намного превышают эту сумму. Это относится как к приобретению готового оборудования с коррекцией коэффициента мощности, так и к доработке существующего. С другой стороны, стоимость системы коррекции коэффициента мощности, которая может питать 30 имеющихся компьютеров, составит лишь $85,18. Таким образом, предлагаемая схема может быть намного дешевле, чем применение активной коррекции коэффициента мощности в каждом компьютере.

Встроенный источник бесперебойного питания (ИБП)

Предлагаемая схема общей коррекции коэффициента мощности также имеет встроенный источник бесперебойного питания с низкой стоимостью. Стоимость аккумуляторных батарей не учитывается, так как любой ИБП имеет батареи, величина ёмкости которых будет определяться необходимым количеством запасаемой энергии. На рис. 9 показана упрощенная структурная схема встроенного источника бесперебойного питания.

Схема активной коррекции коэффициента мощности 6 кВт вырабатывает требуемое напряжение 390 В постоянного тока для питания подключенных компьютерных систем. Как было показано ранее, эти компьютерные системы нормально работают при напряжении до 260 В. Поэтому подключение к выходу системы активной коррекции коэффициента мощности через диод батареи последовательно соединённых 26 свинцово-кислотных аккумуляторов превращает систему коррекции коэффициента мощности 6 кВт в ИБП. Напряжение на аноде диода будет меняться от напряжения разряженной батареи (273 В) до напряжения холостого хода (360 В). Так как это напряжение меньше выходного напряжения системы коррекции коэффициента мощности, диод всегда смещён в обратном направлении. При отключении входного напряжения сети переменного тока или выходе его величины за заданные пределы диод автоматически откроется, и подключенные компьютерные системы будут продолжать работать от аккумуляторных батарей.

Таким образом, это устройство представляет собой источник бесперебойного питания с нулевым временем переключения. Заряд батарей осуществляется от отдельного зарядного устройства, подключенного к выходу системы коррекции коэффициента мощности. Зарядное устройство независимо контролирует входное напряжение сети переменного тока и отключается при пропадании входного напряжения или выходе его величины за заданные пределы. Таким образом, если не учитывать стоимость аккумуляторных батарей, мы имеем настоящую систему бесперебойного питания при низких затратах.

Повышение надёжности всей системы

Предлагаемая схема коррекции коэффициента мощности позволяет уменьшить общее число компонентов, используемых во всей системе. Встраивание активного корректора коэффициента мощности в каждую отдельную компьютерную систему потребует по крайней мере в 30 раз больше компонентов по сравнению с одной схемой на 6 кВт. При таком сокращении числа компонентов надёжность системы и среднее время ремонта, естественно, очень сильно улучшатся. Кроме того, аккумуляторная батарея обеспечивает резервное питание для критических нагрузок, это может быть использовано во время ремонта. Также для повышения надёжности дополнительную схему коррекции коэффициента мощности можно подключать параллельно существующей схеме через схему автоматического ввода резерва. Такая дополнительная схема также дешевле, чем отдельные схемы коррекции коэффициента мощности для каждой нагрузки.

Универсальная работа в различных сетях

Все схемы коррекции коэффициента мощности могут работать во всём диапазоне распространённых в мире напряжений сети переменного тока от 90 до 264 В. Однако для работы при напряжении 90 В параметры компонентов схемы активной коррекции коэффициента мощности должны быть выбраны соответственно. Это, естественно, увеличивает стоимость. Однако если схема общей коррекции коэффициента мощности предназначена для работы при напряжении 90 В, все подключенные компьютеры, предназначенные для работы от напряжения 230 В будут автоматически работать во всём диапазоне распространённых в мире напряжений сети переменного тока от 90 до 264 В.

Мы рассмотрели схему общей коррекции коэффициента мощности. Проанализировали недостатки пассивной схемы коррекции коэффициента мощности, которая применяется для обеспечения соответствия обязательным требованиям стандарта МЭК 61 000-3-2. Исследовали стоимость и другие преимущества схемы общей коррекции коэффициента мощности по сравнению с имеющимися индивидуальными активными и пассивными схемами. Также обратили внимание на другие преимущества схемы общей центральной коррекции коэффициента мощности, которые связаны с повышением надёжности, наличием встроенного источника бесперебойного питания, возможностью работать в распространённых в мире сетях с любыми нагрузками.

Поэтому можно заключить, что предназначенное для бытового и офисного применение устройство постоянного тока напряжением 390 В имеет много преимуществ, которые перевешивают имеющиеся трудности, связанные с применением систем постоянного тока.

Проблемы отбора мощности классическим выпрямителем

Основной проблемой классического выпрямителя с накопительным конденсатором, работающего от синусоидального или другого непрямоугольного напряжения, является тот факт, что отбор энергии от сети происходит только в те моменты времени, когда напряжение в ней больше, чем напряжение на накопительном конденсаторе. Действительно, конденсатор может заряжаться только если к нему приложено напряжение, большее чем то, до которого он уже заряжен.

Причем в те моменты, когда напряжение сети становится больше напряжения конденсатора, ток зарядки очень велик, а все остальное время он нулевой. Получается, что, например, для синусоидального напряжения питания, наблюдаются всплески тока при достижении напряжением амплитудных значений. Если Ваше устройство потребляет небольшую мощность, то это можно стерпеть. Но для нагрузки, скажем, 1 кВт 220В всплески тока могут достигать 100 А. Что совершенно неприемлемо.

Корректор коэффициента мощности

Основные понятия

Развитие и широкое распространение импульсных методов преобразования электрической энергии привело к появлению маломощных бытовых и промышленных электроприборов с искажённой формой или не нулевым фазовым сдвигом потребляемого от сети тока (лампы дневного света, электродвигатели, телевизоры, компьютеры, микроволновые печи и пр.). Резкое увеличение числа таких потребителей сказывается на их электромагнитной совместимости и энергосистемах в целом . В 2001году МЭК приняла стандарт IEC–1000–3–2, согласно которому любая электротехническая продукция мощностью более 200 ватт, подключаемая к сети переменного тока, должна иметь активный характер входного сопротивления, то есть коэффициент мощности () должен быть равен единице.

Для повышения в настоящее время используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ). Первые применяют при неизменных нагрузках, путём введения компенсирующих реактивностей (например, конденсаторы для ламп дневного света), вторые обладают более широким спектром применения. Рассмотрим упрощенную схему активного корректора, которая приведена на рис.6.1.

Рисунок 6.1 – Упрощенная схема активного ККМ

На этом рисунке R 1 , R 2 – датчик входного напряжения (ДН), R 3 – датчик тока (ДТ). Индуктивность L, ключ VT1, диод VD1 и конденсатор С 1 образуют импульсный повышающий стабилизатор напряжения. Работа ККМ поясняется эпюрами рис.6.1б. Замыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда напряжение на выходе датчика тока ДТ становится равным нулю (т. е. при нулевом токе в индуктивности L). Размыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда линейно нарастающее напряжение с датчика тока становится равным изменяющемуся по синусоидальному закону напряжению с датчика напряжения ДН. После размыкания транзистора ток в индуктивности начинает спадать, индуктивность разряжается на нагрузку через диод VD1, ДТ и сеть. При нулевом значении тока транзистор вновь замыкается. Далее процесс повторяется. Частота коммутации ключа превышает частоту сети и составляет десятки…сотни килогерц. Усредненный ток i ср в индуктивности и потребляемый от сети, повторяет форму напряжения сети. По высокой частоте работы ключа сеть шунтируют конденсатором С 2 (обычно это доли мкФ). Можно дополнительно ввести обратную связь по выходному напряжению и обеспечить предварительную стабилизацию. Очевидно, что работа ККМ возможна, если амплитуда входного напряжения меньше напряжения на конденсаторе С 1 (с учётом отклонений). Для напряжения сети 220В (амплитуда 311В), выходное напряжение ККМ принимают равным 380…400В.

Разновидности ККМ

В рассмотренной выше схеме ККМ используется, так называемый, метод граничного управления. Он наиболее прост в реализации, но размыкание ключа производится при значительном токе, что связано с существенными потерями мощности.

Известны и другие методы управления ключом в ККМ :

· управление по пиковому значению тока

· метод разрывных токов с ШИМ.

· управление по среднему значению тока.

Сущность этих методов поясняется эпюрами рис.6.2 а, б, в соответственно.

Рисунок 6.2 – Управление ключом в ККМ

Управление по пиковому значению тока (рис. 6.2.а) привлекательно по малым обратным помехам (в сеть) и малым броскам тока через ключ, но имеет место изменение частоты и жесткая коммутация силового диода.

Управление методом разрывных токов с ШИМ (рис. 6.2.б). Реализация этого метода близка к методу граничного управления, но отличается постоянной частотой коммутации. Достоинством является простая схема управления, но разрывные токи дросселя становятся дополнительным источником помех. Управление по среднему значению тока (рис. 6.2.в) производится при неизменной частоте, а наличие интегратора для усреднения тока повышает помехозащищённость системы управления. Обычно пиковое значение пульсаций тока дросселя находится в пределах 20% от среднего значения и именно этот метод управления применяют в корректорах на мощности более 300 ватт.

Cуществуют не только однофазные, но и трёхфазные корректоры коэффициента мощности. Силовой контур трёхфазного ККМ с одним управляемым ключом приведен на рис. 6.3 , а на рис. 6.4 и 6.5 показаны эпюры, поясняющие работу.

Рисунок 6.3 – Силовой контур трёхфазного ККМ

Рисунок 6.4 – Эпюры токов реакторов L1,L2,L3 трёхфазного ККМ

Рисунок 6.5 – Эпюры основных процессов трёхфазного ККМ

Управление ключом производится аналогично однофазному корректору.

В рассмотренных схемах ККМ, последний пропускает всю мощность нагрузки. Это последовательный корректор и его элементная база сдерживает увеличение выходной мощности. ККМ может быть построен и по ампердобавочной (рис.1.19) схеме – включение активного фильтра тока параллельно нагрузке. В этом случае, установленная мощность элементов активного фильтра, предназначенного для компенсации только мощности искажений от высших гармоник входного тока, будет на уровне, определяемом коэффициентом гармоник этого тока (например, 0,3 для трёхфазной мостовой схемы и 0,15 для двенадцатифазной схемы выпрямления) . Структурная схема такого ККМ приведена на рис. 6.6. Принцип компенсации высших гармоник в кривой тока, потребляемого от сети, поясняется эпюрами рис. 6.7. Для наглядности форма тока нагрузки принята прямоугольной. Корректор формирует разность между гармоникой тока сети и фактическим током нагрузки

Теперь о главном: в данной стать я расскажу как почти с нуля вспоминал о проектирования однотактных преобразователей (казалось бы при чем тут они ), почему убил десяток ключей и как этого избежать вам. Данная часть расскажет теорию и что бывает если пренебрегать ей. Практическая же реализация выйдет в следующей части как я и обещал вместе с зарядным устройством , т.к. они по сути являются одним модулем и тестировать их надо вместе.
Забегая вперед скажу, что для следующей части уже заготовил пару десятков фотографий и видео, где мое ЗУ не надолго «переквалифицировалось» сначала в сварочный аппарат, а затем в блок питания для «козла» . Те, кто работают на производстве поймут что это за зверь и сколько он потребляет для нашего согревания)))

А теперь к нашим баранам…

Зачем он нам вообще нужен этот ККМ?

Главное бедой «классического» выпрямителя с накопительным конденсаторов (это та штука, которая превращает 220В переменного тока в +308В постоянного тока), который работает от синусоидального тока является то, что этот самый конденсатор заряжается (берет энергию из сети) только в моменты, когда напряжение приложенное к нему больше чем на нем самом.

На человечьем языке, слабонервным и с научными степенями не читать

Как нам известно электрический ток напрочь отказывается идти, если нету разности потенциалов. От знака же разности этой будет еще зависеть и направление протекания тока! Если вы психанули и решили попробовать напряжением 2В заряжать свою мобилу, где батарея Li-ion и рассчитана на 3.7В, то ничего у вас не выйдет. Т.к. ток будет отдавать тот источник, который имеет больший потенциал, а получать энергию будет тот у кого потенциал ниже.
Все как в жизни! Вы весите 60 кг, а парень на улице, который подошел попросить позвонить 120 кг - понятное дело, что пиздюлей раздаст он, а вы их получите. Так и тут - батарейка при своих 60 кг 2В не сможет дать ток в аккумулятор с 120 кг 3.7В. С конденсатором точно так же, если на нем +310В и вы приложите к нему +200В, то он ток получать откажется и заряжаться не будет.

Стоит так же заметить, что исходя из описанного выше «правила» время, отведенное конденсатору на зарядку будет очень маленьким. У нас же ток изменяется по синусоидальному закону, а значит необходимое напряжение будет лишь на пиках синусоиды! Но конденсатору то работать надо, поэтому он нервничает и пытается зарядиться. Он знает законы физики в отличии от некоторых и «понимает», что времени мало и поэтому начинает в эти самые моменты, когда напряжение в пике, потреблять просто огромный ток. Ведь его должно хватить на работу устройства до наступления следующего пика.

Немного об этих «пиках»:

Рисунок 1 - Пики в которых заряжается конденсатор

Как мы видим кусок периода в котором ЭДС принимает достаточное значение для заряда (образно 280-310В) составляет около 10% от полного периода в сети переменного тока. Получается, что мы вместо того, чтобы постоянно забирать плавно энергию из сети, вырываем ее лишь небольшими эпизодами, тем самым мы «перегружаем» сеть. При мощности в 1 кВт и индуктивной нагрузке, ток в момент таких «пиков» может спокойной достигать значений на 60-80А .

Поэтому наша задача сводится к обеспечению равномерного отбора энергии из сети, чтобы не перегружать сеть! Именно ККМ позволит нам реализовать данную задачу на практике.

Кто такой этот ваш ККМ?

Схемотехника нашего ККМ

Советую сразу обратить внимание на то, что схема в даташите рассчитана на 120 Вт, а значит нам следует ее адаптировать под наши 3 кВт и запредельные напряжения работы.

Теперь немного документации к описанному выше:
Даташит на L6561

Если мы посмотри на страницу 6, то увидим несколько схем, нас интересует схема с подписью Wide-range Mains , что с басурманского значит «для работы в широком диапазоне напряжения питающей сети» . Именно данный «режим» я имел ввиду, говоря о запредельных напряжениях. Устройство считается универсальным, то есть может работать от любой стандартной сети (например, в штатах 110В) при диапазоне напряжений 85 - 265В.

Данное решение позволяет нам обеспечит нашему ИБП еще и функцию стабилизатора напряжения! Для многих такой диапазон покажется избыточным и тогда они могут выполнить данный модуль с учетом напряжения питания 220В +- 15%. Это считается нормой и 90% устройств в ценовой категории до 40 тыс. руб вообще лишены ККМ, а 10% используют его лишь с расчетом отклонений не более 15%. Это бесспорно позволяет несколько снизить себестоимость и габариты, но если вы еще не забыли, то мы делаем устройство, которое обязано потягаться с АРС!

Поэтому для себя я решил выбрать самый правильный вариант и сделать не убиваемый танк, который сможет вытянуть даже на даче, где 100В в сети сварочный аппарат или насос в скважине:


Рисунок 2 - Стандартное схемотехническое решение, предлагаемое ST

Адаптация стандартной схемотехники под наши задачи

Б) Мы видим конденсатор С1, можно взять хитрую формулу и посчитать необходимую емкость и я советую тем, кто хочет вникнуть это сделать, за одно вспомнив электротехнику 2 курса с любого политеха. Но я этим заниматься не буду, т.к. по собственным наблюдениям из старых расчетов помню, что до 10 кВт данная емкость растет почти линейно относительно роста мощности. То есть взяв в расчет 1 мкФ на 100 Вт, мы получим, что для 3000 Вт нам необходимо 30 мкФ. Данная емкость легко набирается из 7 пленочных конденсаторов по 4,7 мкФ и 400В каждый. Даже немного с запасом, ведь емкость конденсатора сильно зависит от приложенного напряжения.

В) Силовой транзистор нам понадобится серьезный, т.к. ток потребляемый от сети будет вычислять так:


Рисунок 3 - Расчет номинального тока для ККМ

Получили мы 41,83А . Теперь мы честно признаем, что удержать температуру кристалла транзистора в районе 20-25 о С мы не осилим. Вернее осилить можем, но будет дорого для такой мощности. После 750 кВт стоимость охлаждение фреоном или жидким кислородом размывается, но пока до этого далеко))) Поэтому нам надо найти транзистор, который сможет давать 45-50А при температуре 55-60 о С.

Учитывая, что в цепи есть индуктивность, то я предпочту IGBT транзистор, ибо наиболее живучие. Предельный ток надо надо выбирать для поиска сначала около 100А, т.к. это ток при 25 о С, с ростом температуры предельный коммутируемый ток транзистора снижается.

Немного о Cree FET

Получил я буквально 9 января посылку из Штатов от своего товарища с кучей разных транзисторов на тест, называется сие чудо - CREE FET . Не скажу, что это новая мега технология, на самом деле транзисторы на основе карбида кремния сделали еще в 80-х, просто до ума довели почему лишь сейчас. Я как изначальный материаловед и композитчик вообще к данной отрасли отношусь щепетильно, поэтому меня очень заинтересовал данный товар, тем более было заявлено 1200В при десятках и сотнях ампер. В России купить их не смог, поэтому обратился к своему бывшему одногруппнику и он любезно выслал мне кучу образцов и тестовую плату с forward"ом.
Могу сказать одно - это был мой самый дорогой фейерверк!
8 ключей ебнуло так, что я огорчился и на долго… На самом деле 1200В это теоретическая цифра для технологии, заявленные 65А оказались лишь импульсным током, хотя в документации было четко написано мол номинальный. Видимо был «номинальный импульсный ток» ну или как там еще китайцы придумывают. В общем то еще фуфло, но есть одно НО!
Когда я все таки сделал на CMF10120D корректор на 300 Вт, то оказалось, что он на одном и том же радиаторе и схеме имел температуру в 32 о С против 43-х у IGBT, а это очень существенно!
Вывод по CREE: технология сыровата, но она перспективна и ей определенно БЫТЬ.

В итоге полистав каталоги с посещенных мною выставок (удобная штука кстати аля параметрический поиск) я выбрал два ключа, ими стали - IRG7PH50 и IRGPS60B120 . Оба на 1200В, оба на 100+А, но открыв даташит первый ключ отсеялся сразу - он способен коммутировать ток 100А лишь на частоте в 1 кГц, для нашей задачи это губительно. Второй ключ на 120А и частоту в 40 кГц, что вполне подходит. Смотри даташит по ссылке ниже и ищем график с зависимостью тока от температуры:

Рисунок 4.1 - График с зависимостью максимального тока от частоты коммутации для IRG7PH50, оставим его на частотник

Рисунок 4.2 - График с рабочим током при заданной температуре для IRGPS60B120

Тут наблюдаем заветные цифры, которые показывают нам, что при 125 о С и транзистор и диод спокойно осилят токи чуть более 60А, при этом мы сможем реализовать преобразование на частоте в 25 кГц без каких либо проблем и ограничений.

Г) Диод D1, нам необходимо выбрать диод с рабочим напряжением не менее 600В и током номинальным для нашей нагрузки, то есть 45А. Я решил применить те диоды, которые у меня оказались под рукой (не давно закупил их для разработки сварочника под «косой мост») это - VS-60EPF12 . Как видно из маркировки он на 60А и 1200В. Ставлю я все с запасом, т.к. данный прототип делается для себя любимого и мне так спокойнее.
На самом деле вы можете поставить диод на 50-60А и 600В, но цена между версией на 600 и 1200В отсутствует.

Д) Конденсатор С5, тут все как в случае с С1 - достаточно увеличить номинал из даташита пропорционально мощности. Только стоит учесть, что если у вас планируется мощная индуктивная нагрузка или динамическая с быстрыми нарастаниями мощности (аля концертный усилок на 2 кВт), то лучше на этом пункте не экономить.
Я в своем вариант поставлю 10 электролитов по 330 мкФ и 450В , если вы планируете запитывать пару компьютеров, роутеры и прочую мелочь, то можно ограничиться 4-мя электролитами по 330 мкФ и 450В.

Е) R6 - он же токовый шунт, спасет нас от кривых рук и ошибок случайных, так же защищает схему от короткого замыкания и превышения нагрузки. Штука полезная однозначно, но если мы поступим как инженеры из ST, то на токах в 40А у нас получится обычный кипятильник. Тут есть 2 варианта: трансформатор тока или заводской шунт с падением 75мВ + ОУ аля LM358.
Первый вариант проще и дает гальваническую развязку данного узла схемы. Как рассчитывать трансформатор тока я приводил в предыдущей статье, важно помнить, что защита сработает, когда на ноге 4 напряжение вырастет до 2,5В (в реальности до 2,34В) .
Зная это напряжение и ток цепи, используя формулы из части 5 вы легко посчитаете трансформатор тока.

Ж) И последний пункт - это силовой дроссель. О нем чуть ниже.

Силовой дроссель и его расчет

В данном модуле мы будем использовать опять таки наши любимые тороидальные кольца из распыленного железа, но только в этот раз не одно, а сразу 10! А как вы хотели? 3 кВт это вам не китайские поделки…

Исходные данные у нас есть:
1) Ток - 45А + 30-40% на амплитуду в дросселе, итого 58,5А
2) Напряжение на выходе 390-400В
3) напряжение на входе 85-265В AC
4) Сердечник - материал -52, D46
5) Зазор - распределенный

Рисунок 6 - И снова уважаемый Starichok51 экономит нам время и считает программкой CaclPFC

Я думаю расчет всем показал насколько это будет серьезная конструкция)) 4 кольца, да радиатор, диодный мост, да IGBT - ужас!
Правила намотки можно вычитать в статье «Часть 2». Вторичная обмотка на кольца мотается в количестве - 1 витка.

Итог по дросселю:

1) как вы видите количество колец аж 10 штук! Это накладно, каждое кольцо стоит около 140р, но что мы получим в замен в следующих пунктах
2) температура рабочая 60-70 о С - это совсем идеально, ведь многие закладывают рабочую температуру 125 о С. У себя на производстве 85 о С закладываем. Для чего это сделано - для спокойного сна, я спокойно уезжаю из дома на неделю и знаю, что у меня ничего не вспыхнет, не сгорит и все ледяное. Думаю цена за это в 1500р не такая смертельная, не так ли?
3) Плотность тока я поставил мизерную в 4 А/мм 2 , это повлияет и на тепло, и на изоляцию и соответственно на надежность.
4) Как видите по расчету емкость после дросселя рекомендована почти 3000 мкФ, так что мой выбор с 10 электролитами по 330 мкФ отлично сюда вписывается. Емкость конденсатора С1 получилась 15 мкФ, у нас двойной запас - можно уменьшить до 4-х пленочных кондеров, можно оставить 7 штук и это будет лучше.

Важно! Количество колец в основном дросселе можно уменьшить до 4-5, попутно увеличив плотность тока до 7-8 А/мм 2 . Это позволит неплохо сэкономить, но амплитуда тока вырастит несколько, а главное температура повысится не менее чем до 135 о С. Я считаю это хорошим решением для сварочного инвертора с ПВ 60%, но не для ИБП, который работает круглосуточно и наверняка в довольно ограниченном пространстве.

Что могу сказать - у нас растет монстр)))

Фильтр синфазных помех

Несколько особенностей:

1) С29 - это конденсатор для фильтрации электромагнитных помех, имеет маркировку «Х1» . Его номинал должен быть в пределах 0,001 - 0,5 мФ.

2) Дроссель мотается на на сердечнике E42/21/20 .

3) Два дросселя на кольцах DR7 и DR9 мотаются на любом сердечнике из распыленки и диаметром более 20 мм. Я намотал на все тех же D46 из материала -52 до заполнения в 2 слоя. Шумов в сети даже при номинальной мощности практически нету, но это на самом деле даже в моем понимание избыточно.

4) Конденсаторы С28 и С31 по 0,047 мкФ и 1 кВ и их обязательно ставить класса «Y2».

По расчету индуктивности дросселей:

1) Индуктивность синфазного индуктора должна составлять 3,2-3,5 мГн

2) Индуктивность для дифференциальных дросселей рассчитывается по формуле:


Рисунок 8 - Расчет индуктивности дифференциальных дросселей без магнитной связи

Эпилог

Моей целью в данной статье было как раз показать процесс расчета с возможностью корректирования исходных данных, чтобы каждый определившись с параметрами для своих задач уже сам посчитал и изготовил модуль. Надеюсь мне удалось показать это и в следующей статье я продемонстрирую совместную работу ККМ и зарядного устройства из части №5.