Tranzistoarele puternice cu efect de câmp MOSFET sunt bune pentru toată lumea, cu excepția unei mici nuanțe - este adesea imposibil să le conectați direct la pinii microcontrolerului.

Acest lucru se datorează, în primul rând, faptului că curenti admisibili pentru pinii microcontrolerului rareori depășesc 20 mA, iar pentru foarte comutare rapidă MOSFET-urile (cu fronturi bune), atunci când trebuie să încărcați sau să descărcați foarte rapid poarta (care are întotdeauna o oarecare capacitate), necesită curenți cu un ordin de mărime mai mari.

Și, în al doilea rând, sursa de alimentare a controlerului este de obicei de 3 sau 5 volți, ceea ce, în principiu, permite controlul direct doar de către o clasă mică de lucrători pe teren (care sunt numiți nivel logic - cu nivel logic management). Și având în vedere că, de obicei, sursa de alimentare a controlerului și sursa de alimentare a restului circuitului au un fir negativ comun, această clasă se reduce exclusiv la dispozitivele de câmp „nivel logic” cu canale N.

Una dintre soluțiile în această situație este utilizarea de microcircuite speciale - drivere, care sunt proiectate precis pentru a atrage curenți mari prin porțile de câmp. Cu toate acestea, această opțiune nu este lipsită de dezavantaje. În primul rând, șoferii nu sunt întotdeauna disponibili în magazine și, în al doilea rând, sunt destul de scumpi.

În acest sens, a apărut ideea de a realiza un driver simplu, ieftin, care să poată fi folosit pentru a controla atât dispozitivele de câmp cu canal N, cât și pe canal P în orice circuite de joasă tensiune, să zicem până la 20 de volți. Ei bine, din fericire , eu, ca un adevărat drogat de radio, plin de tot felul de gunoaie electronice, așa că după o serie de experimente s-a născut această schemă:

1. R1 =2,2 kOhm, R2 =100 Ohm, R3 =1,5 kOhm, R4 =47 Ohm
2. D 1 - dioda 1N4148 (buton de sticlă)
3. T 1, T 2, T 3 - tranzistoare KST2222A (SOT-23, marcaj 1P)
4. T 4 - tranzistor BC807 (SOT-23, marcaj 5C)

Capacitatea dintre Vcc și Out simbolizează conectarea unui comutator de câmp pe canal P, capacitatea dintre Out și Gnd simbolizează conectarea unui comutator de câmp pe canal N (capacitatea de poartă a acestor comutatoare de câmp).

Linia punctată împarte circuitul în două etape (I și II). În acest caz, prima treaptă funcționează ca un amplificator de putere, iar a doua treaptă ca un amplificator de curent. Funcționarea circuitului este descrisă în detaliu mai jos.

Asa de. Dacă apare intrarea In nivel inalt semnal, apoi tranzistorul T1 se deschide, tranzistorul T2 se închide (deoarece potențialul de la baza sa scade sub potențialul de la emițător). Ca urmare, tranzistorul T3 se închide și tranzistorul T4 se deschide și prin acesta se reîncarcă capacitatea de poartă a comutatorului de câmp conectat. (Curentul de bază al tranzistorului T4 circulă pe calea E T4 -> B T4 -> D1-> T1-> R2-> Gnd).

Dacă apare intrarea In nivel scăzut semnal, atunci totul se întâmplă invers - tranzistorul T1 se închide, în urma căruia potențialul bazei tranzistorului T2 crește și se deschide. Aceasta, la rândul său, face ca tranzistorul T3 să se pornească și tranzistorul T4 să se oprească. Capacitatea de poartă a comutatorului de câmp conectat este reîncărcată prin tranzistorul deschis T3. (Curentul de bază al tranzistorului T3 circulă pe calea Vcc->T2->R4->B T3 ->E T3).

Aceasta este practic întreaga descriere, dar unele puncte probabil necesită o explicație suplimentară.

În primul rând, ce sunt tranzistorul T2 și dioda D1 în prima etapă? Totul este foarte simplu aici. Nu degeaba am scris deasupra căilor curenților de bază ai tranzistorilor de ieșire pentru diferite stări ale circuitului. Priviți-le din nou și imaginați-vă ce s-ar întâmpla dacă nu ar exista tranzistorul T2 cu cablajul. Tranzistorul T4 ar fi deblocat în acest caz de un curent mare (adică curentul de bază al tranzistorului) care curge cu ieșire Out prin T1 și R2 deschise, iar tranzistorul T3 ar fi pornit de un curent mic care trece prin rezistorul R3. Acest lucru ar duce la o margine de avans foarte lungă a impulsurilor de ieșire.

Ei bine, în al doilea rând, mulți vor fi probabil interesați de ce sunt necesare rezistențe R2 și R4. Le-am conectat pentru a limita cel puțin puțin curentul de vârf prin bazele tranzistoarelor de ieșire, precum și pentru a egaliza în cele din urmă marginile de început și de final ale impulsurilor.

Dispozitivul asamblat arată astfel:

Dispunerea driverului este realizată pentru componente SMD și în așa fel încât să poată fi conectat cu ușurință la placa principală a dispozitivului (în poziție verticală). Adică putem avea un semi-bridge sau altceva instalat pe placa principală și tot ce rămâne este să-l conectam vertical la această placă în locurile potrivite placi de sofer.

Cablajul are unele particularități. Pentru a reduce radical dimensiunea plăcii, a trebuit să direcționăm „puțin incorect” tranzistorul T4. Înainte de a o lipi pe placă, trebuie să o întoarceți cu fața în jos (marcată) și să îndoiți picioarele reversul(la bord).

După cum puteți vedea, durata fronturilor este practic independentă de nivelul tensiunii de alimentare și este puțin mai mare de 100 ns. După părerea mea, destul de bine pentru un design atât de buget.

Poate că după ce ați citit acest articol nu va trebui să instalați radiatoare de aceeași dimensiune pe tranzistoare.
Traducerea acestui articol.

Un scurt mesaj de la traducător:

În primul rând, în această traducere poate exista probleme serioase cu traducerea termenilor, nu am studiat suficient ingineria electrică și proiectarea circuitelor, dar încă știu ceva; De asemenea, am încercat să traduc totul cât mai clar, așa că nu am folosit concepte precum bootstrap, MOSFET etc. În al doilea rând, dacă ortografia este acum dificil să faci o greșeală (laudă procesoare de cuvinte indicând erori), atunci este destul de ușor să faci o greșeală de punctuație.
Și în aceste două puncte, vă rog să mă dați cu piciorul în comentarii cât mai tare posibil.

Acum să vorbim mai multe despre subiectul articolului - cu toată varietatea de articole despre construcția diferitelor Vehicul vedere la sol (mașini) pe MK, pe Arduino, pe<вставить название>, designul circuitului în sine, cu atât mai puțin circuitul de conectare a motorului, nu este descris suficient de detaliat. De obicei arată astfel:
- ia motorul
- luați componentele
- conectați componentele și motorul
- …
- PROFIT!1!

Dar pentru a construi mai mult circuite complexeÎn loc să rotiți pur și simplu un motor PWM într-o direcție prin L239x, sunt de obicei necesare cunoștințe despre punți complete (sau punți H), tranzistori cu efect de câmp (sau MOSFET) și, ei bine, drivere pentru acestea. Dacă nimic nu o limitează, atunci tranzistorii cu canal p și canal n pot fi utilizați pentru o punte completă, dar dacă motorul este suficient de puternic, atunci tranzistoare cu canal p va trebui să-l cântărești mai întâi o cantitate mare radiatoare, apoi adăugați răcitoare, dar dacă este păcat să le aruncați, atunci puteți încerca alte tipuri de răcire sau pur și simplu utilizați doar tranzistori cu canale n în circuit. Dar există o mică problemă cu tranzistoarele cu canale n - uneori poate fi destul de dificil să le deschideți „într-un mod amiabil”.

Așa că căutam ceva care să mă ajute la compilare schema corecta, și am găsit un articol pe blogul unui tânăr pe nume Syed Tahmid Mahbub. Am decis să împărtășesc acest articol.

Puteți descărca documentația pentru IR2110 de pe site-ul web IR. Aici este linkul de descărcare: http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/ir2110.pdf

Să aruncăm mai întâi o privire la diagrama bloc, precum și la descrierea și locația pinilor:

Poza 1 - Diagrama bloc funcțională IR2110

Figura 2 - Pinout IR2110

Figura 3 - Descrierea pinilor IR2110

De asemenea, merită menționat faptul că IR2110 vine în două pachete - un pinout PDIP cu 14 pini și un suport de suprafață SOIC cu 16 pini.

Acum să vorbim despre diverse contacte.

VCC este sursa de alimentare de nivel scăzut, ar trebui să fie între 10V și 20V. VDD este sursa logică pentru IR2110, ar trebui să fie între +3V și +20V (față de VSS). Tensiunea reală pe care alegeți să o utilizați depinde de nivelul de tensiune al semnalelor de intrare. Iată graficul:

Figura 4 - Dependența logicii 1 de putere

De obicei, se folosește un VDD de +5V. Când VDD = +5V, pragul de intrare al logicii 1 este puțin mai mare decât 3V. Astfel, când VDD = +5V, IR2110 poate fi utilizat pentru a controla sarcina atunci când intrarea „1” este mai mare de 3 (unii) volți. Aceasta înseamnă că IR2110 poate fi utilizat pentru aproape toate circuitele, deoarece majoritatea circuitelor tind să fie alimentate la aproximativ 5V. Când utilizați microcontrolere, tensiune de ieșire va fi mai mare de 4V (la urma urmei, microcontrolerul are destul de des VDD = +5V). Când utilizați un controler SG3525 sau TL494 sau alt controler PWM, probabil că va trebui să le alimentați cu o tensiune mai mare de 10V, ceea ce înseamnă că ieșirile vor fi mai mari de 8V la unul logic. Astfel, IR2110 poate fi folosit aproape oriunde.

De asemenea, puteți reduce VDD-ul la aproximativ +4V dacă utilizați un microcontroler sau orice cip care scoate 3,3V (de exemplu, dsPIC33). Când proiectam circuite cu IR2110, am observat că uneori circuitul nu funcționa corect când VDD-ul IR2110 era setat la mai puțin de +4V. Prin urmare, nu recomand să utilizați VDD sub +4V. În majoritatea circuitelor mele, nivelurile semnalului nu au o tensiune mai mică de 4V ca „1” și așa că folosesc VDD = +5V.

Dacă din anumite motive în circuit, nivelul semnalului logic „1” are o tensiune mai mică de 3V, atunci trebuie să utilizați un convertor de nivel/translator de nivel, acesta va ridica tensiunea la limite acceptabile. În astfel de situații, recomand creșterea la 4V sau 5V și utilizarea IR2110 VDD = +5V.

Acum să vorbim despre VSS și COM. VSS este terenul logicii. COM este „întoarcere la nivel scăzut” - practic terenul la nivel scăzut al șoferului. Poate părea că sunt independente și s-ar putea crede că ar fi posibil să izolați ieșirile driverului și logica semnalului driverului. Totuși, acest lucru ar fi greșit. Deși nu sunt cuplate intern, IR2110 este un driver neizolat, ceea ce înseamnă că VSS și COM trebuie să fie ambele conectate la masă.

HIN și LIN sunt intrări logice. Semnal ridicat pe HIN înseamnă că vrem să controlăm cheia înaltă, adică pe HO se realizează ieșirea de nivel înalt. Un semnal scăzut pe HIN înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel înalt, adică ieșirea de nivel scăzut este efectuată pe HO. Ieșirea către HO, mare sau scăzută, nu este considerată relativ la masă, ci relativ la VS. Vom vedea în curând cum circuite de amplificare(dioda + condensator) folosind VCC, VB și VS oferă putere plutitoare pentru a conduce MOSFET-ul. VS este revenirea plutitoare a puterii. La nivel înalt, nivelul la HO este egal cu nivelul la VB, raportat la VS. La nivel scăzut, nivelul la HO este egal cu VS, în raport cu VS, efectiv zero.

Un semnal LIN ridicat înseamnă că dorim să controlăm comutatorul scăzut, adică ieșirea de nivel înalt este efectuată la LO. Un semnal LIN scăzut înseamnă că dorim să dezactivăm MOSFET-ul de nivel scăzut, adică LO este ieșirea de nivel scăzut. Ieșirea în LO este considerată relativ la masă. Când semnalul este ridicat, nivelul la LO este același ca la VCC, în raport cu VSS, efectiv împământat. Când semnalul este scăzut, nivelul în LO este același ca în VSS, în raport cu VSS, efectiv zero.

SD este folosit ca control de oprire. Când nivelul este scăzut, IR2110 este pornit - funcția de oprire este dezactivată. Când acest pin este ridicat, ieșirile sunt oprite, dezactivând controlul IR2110.
Acum să aruncăm o privire la o configurație comună cu IR2110 pentru a conduce MOSFET-uri ca comutatoare înalte și joase - circuite în jumătate de punte.

Figura 5 - Schema de baza pe IR2110 pentru control pe jumătate de punte

D1, C1 și C2 împreună cu IR2110 formează circuitul amplificatorului. Când LIN = 1 și Q2 este pornit, C1 și C2 sunt încărcate la nivelul VB, deoarece o diodă este situată sub +VCC. Când LIN = 0 și HIN = 1, încărcarea pe C1 și C2 este utilizată pentru a adăuga tensiune suplimentară, VB la în acest caz,, deasupra nivelului sursei Q1 pentru a controla Q1 într-o configurație de comutator superior. La C1 trebuie selectată o capacitate suficient de mare, astfel încât să fie suficientă pentru a asigura taxa necesară pentru Q1, astfel încât Q1 este pornit în tot acest timp. Nici C1 nu ar trebui să aibă prea mult capacitate mare, deoarece procesul de încărcare va dura mult timp și nivelul de tensiune nu va crește suficient pentru a menține MOSFET-ul pornit. Cum o perioada mai lunga de timp necesar la pornire, cu atât capacitatea necesară este mai mare. Astfel, o frecvență mai mică necesită o capacitate C1 mai mare. Un factor de umplere mai mare necesită o capacitate C1 mai mare. Desigur, există formule pentru calcularea capacității, dar pentru aceasta trebuie să cunoașteți mulți parametri și este posibil să nu cunoaștem unii dintre ei, de exemplu, curentul de scurgere al unui condensator. Deci am estimat doar capacitatea aproximativă. Pentru frecvențe joase, cum ar fi 50Hz, folosesc o capacitate de 47uF până la 68uF. Pentru frecvențe înalte, cum ar fi 30-50 kHz, folosesc capacități cuprinse între 4,7 uF și 22 uF. Din moment ce folosim condensator electrolitic, atunci trebuie folosit un condensator ceramic în paralel cu acest condensator. Condensator ceramic nu este necesar dacă condensatorul de amplificare este tantal.

D2 și D3 descarcă rapid poarta MOSFET-urilor, ocolind rezistențele de poartă și reducând timpul de oprire. R1 și R2 sunt rezistențe de poartă limitatoare de curent.

MOSV poate fi de maxim 500V.

VCC ar trebui să provină de la sursă fără interferențe. Trebuie să instalați condensatori de filtrare și decuplare de la +VCC la masă pentru filtrare.

Să ne uităm acum la câteva exemple de circuite cu IR2110.

Figura 6 - Circuit cu IR2110 pentru semipunte de înaltă tensiune

Figura 7 - Circuit cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control independent cu cheie (se poate face clic)

În Figura 7 vedem IR2110 folosit pentru a controla un pod complet. Nu este nimic complicat și cred că ați înțeles deja acest lucru. De asemenea, puteți aplica o simplificare destul de populară aici: conectăm HIN1 la LIN2 și conectăm HIN2 la LIN1, astfel obținem controlul tuturor celor 4 chei folosind doar 2 semnale de intrare, în loc de 4, acest lucru este prezentat în Figura 8.

Figura 8 - Schemă cu IR2110 pentru o punte completă de înaltă tensiune cu control cu ​​cheie cu două intrări (pe care se poate face clic)

Figura 9 - Circuit cu IR2110 ca driver de înaltă tensiune de nivel superior

În Figura 9 vedem IR2110 folosit ca driver de nivel înalt. Circuitul este destul de simplu și are aceeași funcționalitate ca cea descrisă mai sus. Un lucru care trebuie luat în considerare este că, deoarece nu mai avem un comutator de nivel scăzut, trebuie să existe o sarcină conectată de la OUT la masă. În caz contrar, condensatorul amplificatorului nu se va putea încărca.

Figura 10 - Circuit cu IR2110 ca driver de nivel scăzut

Figura 11 - Circuit cu IR2110 ca driver dublu de nivel scăzut

Dacă întâmpinați probleme cu IR2110 și totul continuă să se defecteze, să arde sau să explodeze, sunt destul de sigur că nu utilizați rezistențe de sursă de poartă, presupunând că l-ați proiectat cu atenție, desigur. NU UITAȚI NICIODATĂ DE REZISTENTELE SURSA-PORTA. Dacă sunteți interesat, puteți citi despre experiența mea cu ei aici (explic și motivul pentru care rezistențele previn deteriorarea).

În prezent, ca taste de pornire, mari și putere medieÎn mare parte se folosesc tranzistori MOSFET și IGBT. Dacă considerăm acești tranzistori ca o sarcină pentru circuitul lor de control, atunci sunt condensatori cu o capacitate de mii de picofarads. Pentru a deschide tranzistorul, această capacitate trebuie încărcată, iar la închidere, trebuie să fie descărcată și cât mai repede posibil. Acest lucru trebuie făcut nu numai pentru ca tranzistorul să aibă timp să lucreze frecvente inalte. Cu cât tensiunea de poartă a tranzistorului este mai mare, cu atât este mai mică rezistența canalului pentru MOSFET-uri sau tensiunea de saturație colector-emițător mai mică pentru tranzistoarele IGBT. Valoarea pragului Tensiunea de deschidere a tranzistoarelor este de obicei de 2 - 4 volți, iar maximul la care tranzistorul este complet deschis este de 10-15 volți. Prin urmare, ar trebui aplicată o tensiune de 10-15 volți. Dar chiar și în acest caz, capacitatea porții nu este încărcată imediat și de ceva timp tranzistorul funcționează în partea neliniară a caracteristicii sale cu o rezistență mare a canalului, ceea ce duce la o scădere mare de tensiune pe tranzistor și la încălzirea excesivă a acestuia. Aceasta este așa-numita manifestare a efectului Miller.

Pentru ca capacitatea porții să se încarce rapid și tranzistorul să se deschidă, este necesar ca circuitul dumneavoastră de control să poată furniza cât mai mult curent de încărcare tranzistorului. Capacitatea porții a tranzistorului poate fi găsită din datele pașaportului pentru produs și atunci când calculați, ar trebui să luați Cvx = Ciss.

De exemplu, să luăm tranzistorul MOSFET IRF740. Are următoarele caracteristici care ne interesează:

Timp de deschidere (Timp de creștere - Tr) = 27 (ns)

Timp de închidere (Timp de cădere - Tf) = 24 (ns)

Capacitate de intrare - Ciss = 1400 (pF)

Calculăm curentul maxim de deschidere al tranzistorului astfel:

Determinăm curentul maxim de închidere al tranzistorului folosind același principiu:

Deoarece folosim de obicei 12 volți pentru a alimenta circuitul de control, vom determina rezistența de limitare a curentului folosind legea lui Ohm.

Adică rezistor Rg=20 Ohm, conform seriei standard E24.

Vă rugăm să rețineți că nu este posibil să controlați un astfel de tranzistor direct de la controler tensiune maxima pe care îl poate furniza controlerul va fi în limitele de 5 volți și curent maximîn 50 mA. Ieșirea controlerului va fi supraîncărcată, iar tranzistorul va prezenta efectul Miller, iar circuitul dumneavoastră va eșua foarte repede, deoarece cineva, fie controlerul, fie tranzistorul, se va supraîncălzi mai întâi.
Prin urmare, este necesar să alegeți șoferul potrivit.
Driverul este un amplificator de putere cu impulsuri și este conceput pentru a controla întrerupătoarele de alimentare. Driverele pot fi chei superioare și inferioare separat sau combinate într-o singură carcasă într-un driver de cheie superior și inferior, de exemplu, cum ar fi IR2110 sau IR2113.
Pe baza informațiilor prezentate mai sus, trebuie să selectăm un driver capabil să mențină curentul de poartă a tranzistorului Ig = 622 mA.
Astfel, vom folosi driverul IR2011 capabil să suporte un curent de poartă Ig = 1000 mA.

De asemenea, este necesar să se țină cont de tensiunea maximă de sarcină pe care o vor comuta întrerupătoarele. În acest caz, este egal cu 200 de volți.
În continuare, foarte parametru important este viteza de blocare. Acest lucru vă permite să eliminați fluxul de curenți traversați în interior circuite push-pull prezentat în figura de mai jos, provocând pierderi și supraîncălzire.

Dacă citiți cu atenție începutul articolului, atunci, conform datelor pașaportului tranzistorului, puteți vedea că timpul de închidere ar trebui să fie mai mic decât timpul de deschidere și, în consecință, curentul de oprire ar trebui să fie mai mare decât curentul de deschidere Dacă > Ir. Este posibil să se asigure un curent de închidere mai mare prin reducerea rezistenței Rg, dar apoi și curentul de deschidere va crește, acest lucru va afecta mărimea supratensiunii de comutare la oprire, în funcție de rata de decădere a curentului di/dt. Din acest punct de vedere, o creștere a vitezei de comutare este un factor negativ în mare măsură care reduce fiabilitatea dispozitivului.

În acest caz, vom profita de proprietatea remarcabilă a semiconductorilor de a trece curentul într-o singură direcție și vom instala o diodă în circuitul de poartă care va trece curentul de oprire al tranzistorului If.

Astfel, curentul de poartă Ir va trece prin rezistorul R1, iar curentul de poartă If va trece prin dioda VD1 și, deoarece rezistența joncțiunii p–n a diodei este mult mai mică decât rezistența rezistorului R1, atunci If>Ir . Pentru a ne asigura că curentul de oprire nu depășește valoarea sa, conectăm un rezistor în serie cu dioda, a cărui rezistență va fi determinată prin neglijarea rezistenței diodei în stare deschisă.

Să luăm cel mai apropiat cel mai mic din seria standard E24 R2=16 Ohm.

Acum să ne uităm la ce înseamnă numele driverului cheie superior și al driverului cheie inferioară.
Se știe că tranzistoarele MOSFET și IGBT sunt controlate de tensiune, și anume tensiunea poartă-sursă (Gate-Source) Ugs.
Care sunt tastele superioare și inferioare? Figura de mai jos prezintă o diagramă a unui semi-pod. Această schemă conține cheile superioare și inferioare, VT1 și, respectiv, VT2. Comutatorul superior VT1 este conectat prin dren la sursa pozitivă Vcc, și de către sursă la sarcină și trebuie deschis de o tensiune aplicată în raport cu sursa. Cheia inferioară, scurgerea este conectată la sarcină, iar sursa este conectată la negativul de alimentare (masă) și trebuie deschisă prin tensiune aplicată față de pământ.

Și dacă totul este foarte clar cu cheia inferioară, aplicați-i 12 volți - se deschide, aplicați 0 volți la ea - se închide, atunci pentru cheia superioară aveți nevoie de un circuit special care o va deschide în raport cu tensiunea de la sursă a tranzistorului. Această schemă este deja implementată în interiorul driverului. Tot ce avem nevoie este să adăugăm la driver capacitatea de amplificare C2, care va fi încărcată de tensiunea de alimentare a driverului, dar în raport cu sursa tranzistorului, așa cum se arată în figura de mai jos. Această tensiune este cea care se va debloca cheie de sus.

Acest circuit este destul de funcțional, dar utilizarea unei capacități de amplificare îi permite să funcționeze în intervale înguste. Această capacitate este încărcată atunci când tranzistorul inferior este deschis și nu poate fi prea mare dacă circuitul trebuie să funcționeze la frecvențe înalte și, de asemenea, nu poate fi prea mică atunci când funcționează la frecvențe joase. Adică, cu acest design, nu putem menține întrerupătorul superior deschis la nesfârșit, acesta se va închide imediat după ce condensatorul C2 este descărcat, dar dacă folosim o capacitate mai mare, este posibil să nu aibă timp să se reîncarce în următoarea perioadă de funcționare a tranzistorului; .
Am întâmpinat această problemă de mai multe ori și de foarte multe ori a trebuit să experimentăm cu selectarea unei capacități de amplificare la schimbarea frecvenței de comutare sau a algoritmului de funcționare al circuitului. Problema a fost rezolvată în timp și foarte simplu, în cel mai fiabil și „aproape” ieftin mod. În timp ce studiam Referința Tehnică pentru DMC1500, am devenit interesați de scopul conectorului P8.

După ce a citit cu atenție manualul și a înțeles cu atenție circuitul întregii unități, s-a dovedit că acesta este un conector pentru conectarea unei surse de alimentare separate, izolată galvanic. Conectăm minusul sursei de alimentare la sursa comutatorului superior, iar plusul la intrarea driverului Vb și partea pozitivă a capacității de amplificare. Astfel, condensatorul este încărcat constant, făcând posibilă menținerea cheii superioare deschisă atât timp cât este necesar, indiferent de starea cheii inferioare. Această adăugare la schemă vă permite să implementați orice algoritm de comutare a tastelor.
Ca sursă de alimentare pentru încărcarea capacității de amplificare, puteți utiliza fie un transformator convențional cu un redresor și un filtru, fie un convertor DC-DC.